5kW移相全桥ZVS DC_DC变换器的研究

硕士学位论文

5kW移相全桥ZVS DC/DC变换器的研究

RESEARCH ON 5kW PHASE-SHIFT FULL BRIDGE

ZVS DC/DC CONVERTER

刘鑫

哈尔滨工业大学

2011年6月

国内图书分类号：TM614 学校代码：10213 国际图书分类号：621.3 密级：公开

工学硕士学位论文

5kW移相全桥ZVS DC/DC变换器的研究

硕士研究生：刘鑫 导 师：马洪飞教授 申请学位：工学硕士 学

科：电气工程

所 在 单 位：电气工程及自动化学院答 辩 日 期：2011年6月 授予学位单位：哈尔滨工业大学

Classified Index:TM614 U.D.C:621.3

Dissertation for the Master Degree in Engineering

RESEARCH ON 5kW PHASE-SHIFT FULL BRIDGE

ZVS DC/DC CONVERTER

Candidate： Supervisor： Speciality：

Liu Xin

Academic Degree Applied for：

Prof.Ma Hongfei

Master of Engineering

Power Electronics and Electric Drivers

School of Electrical Engineering and Automation June, 2011

Affiliation： Date of Defence：

Degree-Conferring-Institution： Harbin Institute of Technology

哈尔滨工业大学硕士学位论文

摘 要

DC/DC变换器是电力电子领域重要组成部分，在能源紧张的今天，提高DC/DC变换器的效率及功率密度，具有重要的意义。功率器件的发展和软开关技术的提出使变换器高效高功率密度成为可能。

移相全桥ZVS DC/DC变换器是一种能够实现软开关和大功率能量变换的变换器。本文围绕移相全桥ZVS DC/DC变换器的特点，分析了其工作原理、占空比丢失、变压器副边整流二极管振荡、滞后臂软开关实现条件等关键问题，并设计和制作了一款5kW的原理样机。

第一章介绍了DC/DC变换器的背景及发展方向，其中包括器件、软开关技术和目前DC/DC变换器研究的热点。同时还介绍了全桥变换器常见的控制策略，以及移相全桥变换器常见的问题和国内外学者提出的改进方法。第二章针对课题内容，分析了移相全桥变换器的工作原理，对各个模态进行了详细的分析，并就移相全桥变换器的几个关键问题进行了详细分析：占空比丢失、ZVS的实现、损耗分析和整流二极管振荡问题。第三章针对技术指标，设计了一款5kW的样机，其中包括各器件的选型和相关参数的计算，损耗计算。这些参数计算主要有：全桥开关管电压电流应力的计算与选型、变压器的设计、整流二极管的选择、输出LC滤波电路的设计、隔直电容的选择、谐振电感电容的选择和死区时间的计算、箝位电路的设计。并根据计算结果使用Saber软件进行了开环仿真，验证了设计参数的正确性。第四章主要介绍了变换器控制系统分析与设计，其中有控制芯片UCC25的功能介绍，外围元件的选择与保护与采样电路的设计，移相全桥ZVS DC/DC变换器的小信号模型和利用MATLAB软件进行反馈回路的补偿设计。第五章给出了实验结果和分析，验证了设计的正确性。

关键词 移相全桥；软开关；UCC25；小信号模型

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Abstract

DC/DC converter is a main part of power electronic converter. As the energy problem increasingly concerned in modern society, improving the efficient and power density have the significant advantages. The developing of power device and invention of soft-switching technique make the high efficient and high power density of DC/DC converter possible.

The zero-voltage-switching (ZVS) phase-shift full bridge DC/DC converter is an advanced DC/DC converter with soft-switching technology which can achieve high power converting. Based on the characteristics of the converter, this paper analyses the basic operation theory and some typical problems like secondary duty ratio loss and the parasitic oscillation of output rectifier diodes as well as the difficulty for lagging legs achieve ZVS. The simulation and experiments are also given.

Firstly, this paper introduces the background and development of the converter, including power device and soft-switching technology and the hot points in researching DC/DC converter as well as some typical problems and some improvements. Secondly, this paper analyses the basic operation theory and some typical problems like secondary duty ratio loss and the parasitic oscillation of output rectifier diodes and power losses as well as the difficulty for lagging legs achieve ZVS. Thirdly, this paper calculates the main parameters including the selection of bridge MOSFET and the design of transformer as well as the output filter and so on. The last of the third part uses the software SABER to simulate the main circuit to verify the correction of the calculations. Fourthly, this paper introduces the control system of the converter including the UCC25 chip, sampling circuit, protection circuit, and the small signal model of the converter, as well as the compensation of the feedback loops.

Eventually, the paper explains the experimental result and analyzes the result in detail.

Keywords phase shift full bridge, soft-switching, UCC25, small signal model

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目 录

摘 要.............................................................................................I Abstract..........................................................................................II 第1章 绪 论..................................................................................1

1.1 DC/DC变换器背景及发展方向.....................................................1

1.1.1 电力电子器件是主要推动力...............................................1 1.1.2软开关技术概述...............................................................1 1.1.3 DC/DC变换器的发展趋势..................................................4 1.2 全桥ZVS PWM变换器的概述.....................................................5

1.2.1 全桥变换器的控制策略.....................................................5 1.2.2 移相全桥ZVS PWM变换器常见的问题和拓扑改进..................6 1.3本文研究方向及主要内容............................................................8

1.3.1 本文研究方向.................................................................8 1.3.2 本文主要内容.................................................................9

第2章 移相全桥ZVS DC/DC变换器拓扑的研究...........................10

2.1 移相开关ZVS DC/DC变换器基本的拓扑分析...............................10 2.2移相全桥ZVS DC/DC变换器中关键问题的研究.............................14

2.2.1 占空比丢失问题............................................................14 2.2.2 超前臂和滞后臂ZVS的实现............................................15 2.2.3 损耗分析.....................................................................16 2.2.4 整流二极管寄生振荡......................................................17 2.3 本章小结..............................................................................21 第3章 5kW移相全桥ZVS DC/DC变换器的设计...........................22

3.1 5kW移相全桥ZVS DC/DC变换器的技术指标...............................22 3.2 变换器的各器件选型及相关参数计算..........................................22

3.2.1 全桥开关管的选择.........................................................22 3.2.2 主变压器的设计............................................................22 3.2.3 整流二极管的选择.........................................................25 3.2.4 输出LC滤波电路的设计.................................................25 3.2.5 隔直电容的选择............................................................26 3.2.6 谐振电感电容的选择和死区时间的计算...............................27

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3.2.7箝位电路的设计.............................................................28 3.3损耗计算...............................................................................29

3.3.1 MOSFET的相关损耗计算.................................................29 3.3.2 副边整流二极管的通态损耗计算........................................30 3.3.3箝位电路的损耗计算.......................................................31 3.4 开环仿真..............................................................................31 3.5 本章小结..............................................................................35 第4章 基于UCC25的控制系统的设计......................................36

4.1 控制器UCC25介绍及外围元件的选择.....................................36

4.1.1 UCC25芯片的介绍......................................................36 4.1.2 UCC25外围元件的选择................................................38 4.1.3采样和保护电路的设计....................................................39 4.2 补偿系统的设计.....................................................................41

4.2.1移相全桥ZVS DC/DC变换器的小信号模型.........................41 4.2.2 反馈补偿网络的设计......................................................46 4.3 本章小结..............................................................................49 第5章 实验结果及分析................................................................50

5.1 测试设备说明........................................................................50 5.2测试波形及其分析...................................................................51

5.2.1驱动波形及其分析..........................................................51 5.2.2 主电路测试波形及分析...................................................52 5.3 变换器结构设计.....................................................................54 5.4 本章小结..............................................................................56 结 论...........................................................................................57 参考文献.......................................................................................58 攻读硕士学位期间发表的论文及其它成果......................................61 哈尔滨工业大学学位论文原创性声明及使用授权说明....................62 致 谢...........................................................................................63

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第1章 绪论

1.1 DC/DC变换器背景及发展方向

目前世界上绝大部分的电力在使用前都要经过电力电子设备的处理，以满足不同的电压等级和使用环境[1]。而作为电力电子设备中不可缺少的一部分，DC/DC变换器有着举足轻重的作用。特别是在能源日益紧缺的今天，研究DC/DC变换器特别是研究其效率及功率密度提升技术有着重大的实际意义。

正因为如此，从1956年晶闸管问世至今，研究人员对DC/DC变换器研究的脚步从未停止过。推动DC/DC变换器发展的因素主要有以下几点：电力电子器件的发展、软开关技术的发展和新的拓扑和控制方法等等。

1.1.1 电力电子器件的发展是主要推动力

从早期的不可控器件（PN结整流管、肖特基势垒二极管等）、半控型器件（晶闸管和其派生器件等）到现在的全控型器件（GTO、GTR、MOSFET、IGBT等），电力电子技术正是随着这些电力电子器件的发明而诞生和发展的。这些新的器件的问世，使得电力电子变换电路及其控制系统不断的革新。比如脉宽调制（PWM）电路、零电流零电压软开关谐振电路和高频斩波电路等等，都已经成为电力电子技术重要的组成部分[2]。

在DC/DC变换器中使用最多的电力电子器件就是MOSFET和IGBT。尤其是MOSFET，由于其可以在更高的频率下运行，所以在中小功率等级下使用非常广泛。一方面，由于MOSFET的制造工艺的不断改进，使得MOSFET的导通阻抗、开通关断时间等参数不断地被优化，例如现在流行的CoolMos等。这些新型MOSFET的出现更加有利于开关频率的提高，从而更大程度地减小了无源元件的体积和重量，提高了DC/DC变换器的效率和功率密度；另一方面，新材料的出现，比如使用SiC材料制造的FET，大大的减小了体二极管的反向恢复时间和损耗、增加了FET漏源极的耐压值等等，这些也将会给电力电子领域带来大的飞跃。

1.1.2软开关技术概述

DC/DC变换器一般采用PWM控制方式，开关管在一个周期内开通和关断，对输入电压进行斩波。在开关变换器提出的初期使用的是硬开关方式，如今大部分DC/DC变换器均采用软开关技术，下面对这两种方式原理和优缺点进行阐述。

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（1）硬开关

功率开关并不是理想开关，在开通和关断时都有一定的过渡时间，这个时间通常在几十纳秒至几百纳秒。同时，由于变换器电路不可避免地存在着感性和容性元件以及杂散电感，开关漏源极电压和其导通电流的变化也需要过渡时间（对应于电感电流不能突变、电容电压不能突变）。所以，在开关管开通和关断时就出现了如图1-1的情况。

iducePloss(on)Ploss(off)

图1-1硬开关时开关电压电流波形和损耗

开关损耗是在开通和关断期间形成的，所以在单位时间内，开通与关断的次数越多，开关损耗也越大。由于开关器件的温度，所以开关频率不能再提高

[3,4]

。硬开关电路结构虽然简单，但只能在低频情况下使用。

在硬开关状态下，接入感性负载时，开通和关断瞬间，电流和电压会出现一

定的尖峰，如图1-1所示。这些尖峰会导致开关管的电流和电压应力增加。若超出了开关管的电压与电流，则会损坏开关管。 同时，硬开关时会产生很大的

dudi

和，对电路造成EMI干扰。 dtdt

针对以上硬开关的种种弊端，李泽元等人于上个世纪80年代提出了软开关概念，并成功应用于DC/DC变换器中，取得了非常优越的效果。开启了电力电子变换器的软开关时代。 （2）软开关

由上面分析可知，开关损耗主要原因在于电流电压在开关时刻有重叠部分导致出现了热损耗。如果在开关动作之前，能将电流或者电压变为零，则开关损耗即变为零，如图1-2所示。

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uceiduceidPloss(on)Ploss(off)Ploss(on)Ploss(off)a) 零电压开关 b) 零电流开关

图1-2软开关时开关电压电流波形和损耗

对于零电压开关，具体的实现办法一般是利用并联在开关漏源极两端的电容，与电路中感性元件，在开关开通前将电容两端电压谐振至零，开关漏源极电压亦为零，此刻开通开关，则实现了零电压开通。零电压开关一般使用在MOSFET上，因为MOSFET的开关损耗主要由开通损耗构成。

对于零电流开关，具体的实现办法一般是利用串联在电路中的电感和电容，在开关关断前，将开关中电流谐振至零，从而实现零电流开关。零电流开关主要使用在IGBT上，因为IGBT在关断时会出现电流拖尾现象（这也是IGBT开关频率一般在20kHz的原因），其开关损耗主要由关断损耗构成[6]。

DC/DC变换器中软开关的类型一般可以分为以下几类[4,5]：

（1）全谐振变换器（Resonant converters） 该类变换器的谐振方式与负载有直接的关系，对负载变化敏感。一般采用PFM调制方式，在谐振过程中，谐振电感电容全程参与谐振。在以前还缺乏对EMI噪声理解的时代，这种软开关形式得到人们的追捧，但是，近年来，由于对EMI噪声的重视，全谐振变换器不再得到人们的青睐。

（2）准谐振变换器(Quasi-resonant converters, QRCs)和多谐振变换器(Multi resonant converters, MRCs) 这两种谐振的提出，是软开关技术的一个飞跃，这类变换器特点是谐振元件并不是全程参与谐振，只在某个阶段参与谐振。多谐振变换器一般实现零电压开关，其控制方式大多采用PFM调制方法。

（3）零开关PWM变换器（Zero switching PWM converters） 此类变换器分为零电压开关PWM变换器和零电流PWM变换器。此类变换器即在QRCs上加入一个辅助开关管，控制谐振元件参与谐振的过程。一般采用PWM方式控制。

（4）零转换PWM变换器(Zero transition converters) 此类变换器分为零电压转换PWM变换器和零电流转换PWM变换器。其软开关谐振过程即在开关动作前后参与谐振，而其他时间内不工作。从而减小了谐振元件的损耗。一般采用PWM方式控制。

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1.1.3 DC/DC变换器的发展趋势

DC/DC变换器作为电设备的供电部分，人们对其性能、重量、体积、效率和稳定性提出了越来越高的要求，DC/DC变换器的未来发展方向也是追寻着这一目标，即高效率、高功率密度和高可靠性。为了达到这些目标，DC/DC变换器不断发展的技术主要有以下几种：

（1）同步整流技术 同步整流技术主要是为提高变换器效率而提出。其基本原理就是使用导通电阻极低的开关MOSFET代替二极管,从而极大的降低了电路的通态损耗。所谓同步，即是MOSFET上的驱动信号和被整流的电压相位是同步的[7]。这项技术已经在业界大范围的推广，特别是用于低压大电流领域，取得了良好的效果。各大芯片厂商也针对这一技术，推出了具有同步整流功能的芯片。 （2）数字化 由于模拟电路存在参数整定困难、移植性差、容错性不高等缺点，数字化电源的概念备受业界人士关注。数字化电源除了可以解决以上的问题，还具有强大的通信能力，各个电源模块之间可以互相协作工作，提高整体的工作效率[8]。除此之外，数字化还可以实现一些高级的控制方案，这也是模拟电路难以比拟的。正是因为以上的种种优点，数字化电源在一些对价格不敏感的领域已经广泛应用。

（3）无源元件的磁集成 在开关频率越来越高的今天，变压器的漏感、寄生电容等寄生参数在电路中的作用越来越突出，某些研究人员提出通过选择合适的材料和结构，把一些难以消除的寄生量利用起来去实现电路中的某些参数，从而减轻寄生参数对电路性能的影响[9]。另外，无源元件的重量占了变换器重量的很大比例，通过集成化技术，也可以提高变换器的功率密度。无源元件的集成包括：磁元件和磁元件集成、磁元件和电容元件集成、电容元件和电阻元件的集成等。

（4）平面化和集成化 平面化概念的提出也是为了提高变换器的功率密度

[10]

。其主要途径就是在设计中使用平面元件，特别是变压器和电感。这样有利于

降低变换器的高度，合理的利用空间。对于变压器和电感，平面磁芯还有助于提高频率、改善散热和减小杂散参数。对于开关器件，可以根据要求选择合理的封装结构，利于集成和散热。此类技术在高频模块电源中应用较多。

（5）多电平技术 多电平技术大多用在高压大功率场合，与传统的两电平变换器相比，多电平变换器具有开关管电压应力小，滤波器较小，电磁兼容特性较好的特点。

（6）交错并联技术 交错并联技术是指将单个拓扑进行并联使用，一般用在功率等级较大的场合。其优点也非常明显，即可以减小变换器的输入输出纹波，

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提高EMI性能，提高功率密度和效率，相比单个拓扑，其冗余性能好，提高了系统的可靠性。

1.2 全桥ZVS PWM变换器的概述

DC/DC变换器的拓扑结构有很多，比如buck、boost、flyback、forward等等，这些变换器有各自的应用功率等级。一般认为，功率等级和开关器件的数量是成正比的。在中大功率领域，全桥PWM变换器是被使用最多的一种拓扑[11-15]。而为了实现高效和高可靠性，普遍采用零电压软开关技术。

1.2.1 全桥变换器的控制策略

全桥ZVS DC/DC变换器的的控制策略有很多，主要有以下四种：双极性控制（硬开关）、移相控制、下管调制法和有限双极性控制[16]。目前具有实用价值并已经被芯片厂商所使用的有移相控制(如UCC25芯片)和下管调制法(如ISL6752芯片)。 （1）移相控制法[17]

四个开关管均使用50%占空比驱动，同一桥臂的驱动电压互补，相位相差180度，而超前臂和滞后臂之间相差一个相位角，通过调节该相角大小来调节输出电压，即所谓的移相控制。如图1-3（b）所示。

VrecDaQ1D1C1Q2D2C2L0DdC0R0Q1Q4Q3Q1Q2Q4VinALrBTD4C4DcDbTQ3D3C3VABVinVinQ4 a) 拓扑结构 b）移相控制

图1-3 移相控制全桥PWM变换器

移相控制方式可以实现开关管的ZVS软开关，软开关主要利用在同一桥臂驱动信号的死区时间内主电路电感电容谐振实现。同一桥臂某一开关管关断时，该桥臂即进入死区时间，此时原边的电流和这一桥臂的另一开关管并联（寄生的）电容进行谐振。当电容谐振至零时，打开该开关管，即实现了该开关管的ZVS开通。

由于超前臂在开通时，原边电流是和副边耦合的，所以电流能够很快将串并联电容上电流抽走并通过寄生二极管将其电压箝位至零，所以超前臂很容易实现

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ZVS开通。而滞后臂在开通时，变压器的原边和副边解耦。要实现滞后臂ZVS，全部靠原边谐振电感能量对并联电容进行充放电。一般情况下，为了防止占空比丢失过大，该电感取值较小。所以滞后臂的软开关不容易实现，这就造成了在没有实现软开关时滞后臂的两个开关管发热比超前臂严重。 （2）下管调制法

如图1-4所示，全桥的上两个开关管Q1和Q2是按50%占空比轮流导通，并没有死区时间，通过调节下管Q3和Q4驱动电压的下降沿，实现输出电压的调节，即所谓的下管调制法。

Q2Q1D1Q1Q4C1Q2D2C2VrecDaL0DdC0R0Q3VinALrBTD4C4DcDbTQ3D3C3tdQ4Vin a）拓扑结构 b）下管调制法

图1-4 下管调制法控制全桥PWM变换器

下管调制法实现软开关的过程与移相控制法是类似的。只是其下管控制没有移相控制中死区时间的概念。所以，引入了一个谐振延时td。谐振延时的概念和移相控制中的死区时间概念一致。在下管调制法中，上面的两个开关管Q1和Q2容易实现ZVS，对应于移相控制的超前桥臂，下面两个管子Q3和Q4对应于滞后桥臂的开关管，其实现ZVS软开关比较困难。

下管调制法是intersil公司2005的科技成果，并成功应用于ISL6752芯片。它不仅可以使得全桥变换器中全桥实现ZVS软开关，同时克服了全桥移相不能确保次级ZVS同步整流的不足[18]。在带同步整流的全桥ZVS PWM变换器的控制芯片中,ISL6752(系列)是上佳的选择。

1.2.2 移相全桥ZVS PWM变换器常见的问题和拓扑改进

移相全桥ZVS PWM变换器虽然可以实现功率开关管的零电压开关，但是为了实现软开关，也要付出相当的代价，即占空比会出现丢失。占空比丢失主要和原边的谐振电感值有关，谐振电感越大，变压器原边电流在换流时时间越长，占空比丢失越严重，那么同样的输入输出环境下，原边的电流峰值和输出整流二极管的电压应力都会相应的增加。所以在设计时会适当的控制原边谐振电感的大小。但是若原边谐振电感选取过小，则滞后臂开关管的ZVS难以实现。

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针对这一矛盾，很多学者提出了改善的方案。文献[19]提出了使用饱和电感代替普通电感的方案，该方案利用饱和电感能够存储更多能量、但又能在一定电流时饱和的特性，缓和了占空比丢失和滞后臂软开关难以实现的矛盾，在轻载时提高了变换器的效率。但是饱和电感的储能有限，而且饱和电感在进入饱和和退饱和时会有比较大的能量损耗，导致饱和电感发热，不过尽管如此，该方法在实际中仍然有比较大的应用价值。

有些研究人员提出了使用辅助网络的方法扩大滞后臂开关管实现软开关的范围[20-26]。有在变压器原边加辅助网络[20-21]，如图1-5；也有在滞后桥臂加辅助网络[22-26]，如图1-6。这几种方法的优点在于能够减小占空比、提高滞后臂软开关的范围。但是缺点也非常明显，即增加额外的无源器件，参数设计复杂，实际使用价值小。

Q1D1C1Q2D2C2VrecDaL0DdC0R0VinALrTD3C3BTD4C4DcDbQ3Q4

图1-5 在变压器原边加入辅助网络的主电路拓扑图

Q1D1C1Q2D2C2VrecDaL0DdC0R0VinALrTD3C3TBD4C4Q3Q4DcDb

图1-6 在滞后臂上加入辅助网络的主电路拓扑图

此外，由于整流二极管存在寄生电容，变压器副边电压建立时，变压器的漏感与该电容发生谐振，在Vrec端产生高频振荡。该振荡会使整流二极管电压应力增加从而导致损坏，并且会产生EMI问题。所以必须加以抑制或改善。

目前常用的措施包括：整流管两端并联阻容吸收回路（见图1-7），方法简单，但在大功率场合电阻损耗大，吸收效果不理想；在变压器原边加箝位二极管[27]（图1-8），这样做可以改善变压器副边整流管上的电压振荡，但是不能完全消除 振荡。在整流二极管处加有源箝位网络的方法[28]，该方法可以完全消

除整流端振荡，并且能够将吸收的能量全部释放至负载。主要的缺点是增加额外的开关管和驱动电路。在电压被整流后的电路中引入饱和电抗器[29]，如图1-10

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所示。使用饱和电抗器抑制电压振荡，该方法比较简单，但是饱和电抗器会发热，抑制效果不完全。

Q1D1C1Q2BD2C2VrecDaL0DdVinALrTD3C3DsRsCsC0R0TD4C4DcDbQ3Q4

图1-7 采用阻容吸收的无源箝位电路

Q1D1C1Q2D2C2VrecDaL0DdR0VinALrTD3C3BTD4C4DcDbC0Q3Q4

图1-8 变压器原边加二极管箝位电路

Q1D1C1Q2D2C2VrecDaL0DdVinALrTCbC3BQsTD4C4DcDbDsC0R0Q3D3CsQ4

VrecDa图1-9 整流端加有源箝位电路

Q1D1C1Q2D2L0DdC0R0C2VinALrTD3C3BTD4C4DcDbQ3Q4

图1-10 整流侧串入饱和电抗器

1.3本文研究方向及主要内容

1.3.1 本文研究方向

本文主要目的是制作一款5kW的DC/DC电源。主电路采用移相全桥ZVS DC/DC变换器，采用了如下的设计：

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（1）为了减少无源器件的数量，谐振电感利用了变压器的漏感。 （2）为了防止变压器饱和，在原边串入一隔直电容。 （3）为了防止占空比丢失过大，谐振电感即原边漏感值较小。

（4）由于ZVS是按照满载或者重载设计的，因此会存在轻载时变换器的效率较低的问题，但是此时，变换器的散热完全能够满足要求，所以相对于变换器的重量，轻载时的效率并不是那么重要。因为若要扩大滞后臂软开关的范围，必然要加入辅助网络，这也必然会导致系统的重量的增加。

（5）针对变压器副边整流二极管振荡问题，采用了有源箝位的方式，如图1-9所示。该方式可以完全消除振荡，效率高，结构简单，只需要一个MOSFET和一个无感电容，并不会给系统增大多少重量。

在控制系统中，本文采用TI的专用芯片UCC25，该芯片集成度高，功耗小，功能强大，完全满足本系统的要求。同时，针对系统的动态性能，在闭环系统中加入PI补偿环节，提高系统的稳态精度和动态性能，由于本文的负载变化并不剧烈，所以只采用单电压环进行控制。

1.3.2 本文主要内容

本文主要研制输入125V~195V、输出160±10V、最大功率输出5kW的移相全桥ZVS DC/DC变换器。本文分析了变换器的原理，给出了相关参数的计算。同时建立了小信号模型，对闭环系统进行了仿真。在此基础上制作了实验样机。论文主要进行了以下的工作：

（1）对移相全桥ZVS PWM变换器进行了模态分析。并给出了实现ZVS的（2）通过详细的计算，完成了器件的选型、变压器的制作、谐振电感感量和隔直电容容值的确定、输出LC滤波电路数值的确定、损耗的分析。最后使用Saber软件给出了开环的仿真，验证了各参数计算的正确性。

（3）对变换器的控制环路进行设计。并给出了变换器的小信号模型，在此基础上进行了PI补偿，以提高系统的稳态和动态性能。 （4）给出了样机的测试波形，并和理论分析作比较。条件，分析了占空比丢失的原因和相关参数对其的影响。

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第2章 移相全桥ZVS DC/DC变换器拓扑的研究

2.1 移相全桥ZVS DC/DC变换器基本的拓扑分析

移相全桥ZVS DC/DC变换器主电路结构图如图2-1所示。其中Q1~Q4是四个开关管，D1~D4为四个开关管的寄生二极管，C1~C4为四个开关管的寄生电容或者外部电容。Lr为谐振电感，它是变压器漏感和外接电感之和，T为功率变压器，Da~Dd为变压器副边四个整流二极管，Lo和Co为输出LC滤波电感和滤波电容。同一桥臂的两个开关管以180°互补导通，Q1和Q3分别超前于Q2和Q4，一般称Q1和Q3为超前臂，Q2和Q4为滞后臂。移相全桥零电压软开关是通过谐振电感和开关管寄生电容谐振来实现的。图2-1主电路主要点的波形如图2-2所示。

Q1D1C1Q2D2C2VrecDaL0DdC0R0VinALrBTD4C4DcDbTQ3D3C3Q4

图2-1 移相全桥ZVS DC/DC变换器主电路结构

Q1Q4Q3Q1Q4Q3Q2ipI1I2VABVinVinVrecVinn

图2-2 移相全桥ZVS DC/DC变换器主要波形

在一个开关周期内，移相全桥ZVS DC/DC变换器共有12种开关模态，但是由于全桥变换器的对称性，只需要分析其中的六种即可。图2-3即为这几种开关模态下的等效电路[4]。在作模态分析前，先假定：

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（1）变换器中的电感、电容和所有的开关管二极管均为理想器件。 （2）C1=C3=Clead，C2=C4=Clag。

（3）输出滤波电感Lo>> n2Lr，n为变压器的副边和原边匝数比。

D1Q1C1Q2D2C2VrecDaIOL0DdC0R0VinALrD3C3ipTBTD4C4DcDbQ3Q4

图2-3(a) 0-t0时刻变换器的等效图

模态0（0-t0）：如图2-3（a），Q1和Q4导通，原边电流ip流经Q1、谐振电感Lr、变压器T、整流二极管Da和Db给负载供电。此时：

ip=nIo (2-1)

Q1D1C1Q2D2C2VrecDaL0DdC0R0VinALrD3C3ipTBTD4C4DcDbQ3Q4

图2-3(b) t0-t1时刻变换器的等效图

模态1（t0-t1）：如图2-3（b），在t0时刻，关断Q1，原边电流ip从Q1转移到C1和C3，此时C1充电而C3放电。在t0~t1这段时间内，变压器原边和副边是耦合在一起的，即：L0和Lr串联，而L0很大，可以近似的认为ip为恒定。电容C1的电压从0上升至Vin（对应认为Q1的零电压关断），而C3电压从Vin下降至0。当C3电压下降至零时，D3自然导通，此模态结束。

ip、C1和C3的电压表达式如下：

ip(t)=Ip(t0)≡I1 (2-2)

vC1(t)=

I1

(t−t0) (2-3) 2Clead

I1

(t−t0) (2-4) 2Clead

vC3(t)=Vin−

该模态持续的时间为：

t01=2CleadVin/I1 (2-5)

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Q1D1C1Q2D2C2VrecDaL0DdC0R0VinALrD3C3ipTBTD4C4DcDbQ3Q4

图2-3(c) t1-t2时刻变换器的等效图

模态2（t1~t2）：如图2-3(c)，D3导通后，Q3的漏源极电压被箝位在零，此时开通Q3，则为零电压开通。虽然此时Q3驱动开通信号已经建立，但是由于电流的方向未变，所以电流还是由D3流通。为了实现Q3的零电压开通，则Q1和Q3的死区时间必须大于模态1持续的时间，即：

td(lead)>2CleadVin/I1 (2-6)

在这段时间内，由于变压器原副边耦合，所以原边电流可以由副边滤波电感电流折算：

ip(t)=iLo(t)/n (2-7)

在t2时刻，原边电流下降至I2。

Q1D1C1Q2D2C2VrecDaL0DdC0R0VinALrD3C3ipTQ4BTD4C4DcDb

图2-3(d) t2-t3时刻变换器的等效图

模态3（t2~t3）：如图2-3（d），在t2时刻关断Q4，此时原边电流ip转移至C2和C4，C4的电压从零上升（对应于Q4的零电压关断），C2的电压从Vin下降。vAB=-vC4，vAB的电压方向反向。原边电流ip减小，不足以提供负载电流。此时，变压器副边被短接，Da~Dd整流二极管均导通进入续流阶段。实际上，在这个阶段，只有Lr和C2与C4参与谐振，原边电压电流关系是：

ip(t)=I2cosω(t−t2) (2-8) vC4(t)=ZpI2sinω(t−t2) (2-9)

vC2(t)=Vin−ZpI2sinω(t−t2) (2-10)

- 12 -

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此处：Zp=

Lr,ω=2Clag12LrClag

在t3时刻，C2的电压由Vin降至0，D2导通，该模态结束。该模态经历的时间为：

t23=

1

Vin

(2-11) ZpI2

VrecDaωD2sin−1

Q1D1C1L0DdC0R0Q2C2VinALrD3C3ipTQ4BTD4C4DcDb

图2-3(e) t3-t4时刻变换器的等效图

模态4（t3~t4）：如图2-3（e），在t3时刻，由于D2的导通，Q2的漏源极电压被箝位在零。所以t3时刻开通Q2，即为零电压开通。Q2和Q4间的死区时间必须满足td(lag)>t23。不过虽然Q2已经开通，其并不流过电流，电流还是从D2流过。谐振电感Lr的能量回馈至电源Vin。此时，变压器原副边并没有耦合，则Vin电压全部加在Lr上，原边电流ip线性变化。有：

V

ip=Ip(t3)−in(t−t3) (2-12)

Lr

当原边电流下降至零，D2和D3则自然关断而Q2和Q3中会流过电流。开关模态4的时间是：

t34=LrIp(t3)/Vin (2-13)

Q1D1C1Q2D2C2VrecDaL0DdC0R0VinALrD3C3ipTQ4BTD4C4DcDb

图2-3(f) t4-t5时刻变换器的等效图

模态5（t4-t5）：如图2-3（f），t4时刻，原边电流ip过零，并流过Q2和Q3由负方向线性增大：

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ip=−

Vin

(t−t4) (2-14) Lr

到t5时刻，原边电流增大至−Lo(t5)/n，此时原边电流全部耦合至副边。整流二极管Da和Db截止，而Dd和Dc继续导通。该模态持续的时间为：

t45=

LrLo(t5)/n

(2-15)

Vin

D2C2Q1AD1C1VrecDaL0DdC0R0Q2VinLrD3C3ipTQ4BTD4C4DcDb

图2-3(g) t5-t6时刻变换器的等效图

模态6（t5-t6）：如图2-3（g），这段时间内，电源Vin给负载供电，有：

ip(t)=−

Vin−nVo

(t−t5) (2-16) 2

Lr+nLo

以上的六种模态是变换器在半个周期内的模态情况，另外半周期是对称的，所以无需重复分析。

2.2 移相全桥ZVS DC/DC变换器中关键问题的研究

2.2.1 占空比丢失问题

占空比丢失是移相全桥ZVS DC/DC变换器中非常重要的现象。产生的原因是：变压器原边电流要换向（原边电流由正变负或由负变正），如图2-2中的[t2~t5]和[t8~t11]，虽然在这两段时间里原边桥中点电压已经建立，但是由于原边电流ip太小，不足以提供负载电流，所以变压器没有耦合，从而导致变压器副边电压为零，二极管处于续流阶段。原边建立的电压没有传递到负载上，相当于丢失了一部分占空比，即相对于图2-2中的阴影部分。具体的有：

Dloss=

t25

(2-17) TS/2

t25=

Lr⋅[I2−Io(t5)/n]Vin

(2-18)

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Dloss=

2Lr⋅[I2−Io(t5)/n]Vin⋅Ts

(2-19)

Ts——开关周期。

从式（2-18）知道，t25为“绝对时间”值，和开关频率无关。结合式（2-19），占空比丢失越大；开关频率越高，有：Lr越大，占空比丢失越大；负载越大（Io）占空比丢失越大；输入电压越低，占空比丢失越大。

在设计电路时，要先确定该电路可以承受的占空比丢失是多少。然后再设计变压器的匝比。如果占空比丢失过大，会导致变压器匝比增大，那么在同等功率等级下，原边电流峰值增大，通态损耗增大，另一方面，变压器副边整流二极管上的电压应力也会增加。

若减小Lr，占空比丢失减小，滞后臂ZVS实现也变得困难。可以看出，若要实现ZVS，占空比的丢失是必然的。只能尽量减小占空比丢失。这在2.2.2中会有分析。常用的改善占空比丢失的方法如1.2.2中所述。由于引入这些方法会导致其他的问题，特别的是额外增加磁芯增加变换器的体积和重量等等，所以本文只采用经典的拓扑，通过计算和参数性能之间的取舍来实现变换器的最优化。

2.2.2 超前臂和滞后臂ZVS的实现

由2.1中的模态分析可以知道，开关管零电压开关的实现，是依靠谐振电感、输出滤波电感、开关管并联电容（寄生电容或者寄生电容与外部电容之和）和变压器寄生电容之间的谐振实现的。从能量的角度上来讲，电感中必须有足够的能量对开关管的并联电容进行充放电，若能将某电容上的电荷抽走，使其电压为零，同时开通并联的开关管，则开关管即为零电压开通。那么必须有：

111222

CleadVin+ClagVin+CTVin (2-20) 222

变压器的寄生电容与开关管并联电容相比，是数量级之间的差别，其值非常小，所以一般会忽略。

超前臂ZVS的实现是非常容易的，如模态1分析，此时，输出滤波电感通过变压器耦合在原边谐振电路中，原边电流ip近似不变，对C1和C3充放电是非常容易的，只要满足死区时间的设置，即可实现超前臂ZVS。死区时间设置要求：

E>

Td(lead)>2CleadVin/I1 (2-21)

滞后臂ZVS是比较难实现的，如模态3分析，此时变压器的原副边已经不耦合，所以变换器相当于分成两个不相关的部分，一是由逆变桥和谐振电感Lr、变压器原边组成回路，二是整流二极管、滤波LC和负载组成的续流回路。此时，只有Lr和C2、C4进行谐振。但是由于Lr一般取的比较小，若Lr中能量不够对

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C2和C4进行充放电，则滞后臂ZVS无法实现。若要实现滞后臂ZVS，此时要求：

1122

LrI2>2×ClagVin (2-22) 22

同时，要求死区时间必须小于或者等于谐振周期的四分之一，即：

Td(lag)≤

π2Lr(C2+C4)=

2πLrClag (2-23) 2

由上面的描述可以得到：

（1）Lr越大则越容易实现滞后臂ZVS； （2）Ip越大则越容易实现滞后臂ZVS；

（3）滞后臂并联电容越小越容易实现滞后臂ZVS； （4）输入电压Vin越小则越容易实现滞后臂ZVS。

对于一个DC/DC变换器，其输入电压输出电压一般是确定的。Ip的大小只由负载大小决定，其对变换器的影响是实现ZVS的范围。所以，能改变的是Lr和滞后臂并联电容。如果滞后臂的并联电容过小，则滞后臂死区时间会很小，在实际电路中，不易实现。所以对于选择合适的死区时间、滞后臂并联电容和合适的Lr，必须要经过反复迭代。这三个值也是相互矛盾的。若要取得合适的值，必须要有所取舍。

针对滞后臂不容易实现ZVS的情况，国内外学者也提出很多其他方法，如1.2.2中所述。但是也会造成其他的很多种问题，比如会增加占空比的丢失、辅助网络增加了拓扑的复杂度等等。

2.2.3 损耗分析

移相全桥ZVS DC/DC变换器可以实现器件的零电压开通，减小了开关损耗。但是由于原边电流有效值有相应的增大，增加了导通损耗（相比硬开关）。所以，从某种程度上讲，开关损耗的降低是以导通损耗的增加为代价的。Ron为功率器件的导通电阻，则导通损耗有：

2

PQ=RonIrms (2-24)

图2-4为半个周期内的电流波形，由此可以推算出各个开关管和二极管的导通损耗

[19]

。

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ipVABVinVinIoutI1∆DDeffI11Icav1−DI2

图2-4 桥中点电压与变压器原边电流波形

Q2或Q4的导通损耗为：

PQ24

222I11∆I11∆I2∆D22

)Deff+(Icav+)(1−D)] (2-25) =Ron[×+(Iout+

3233

Q1或Q3的导通损耗为：

PQ13

2

∆I∆D2=Ron[()2+(Iout+11)Deff] (2-26)

233I11D2或D4的导通损耗为：

∆D⎛I⎞

PD24=⎜2⎟Vdiode (2-27)

2⎝2⎠

D1或D3的导通损耗为：

I∆D⎤⎡

PD13=Vdiode⎢Iout(1−D)+2 (2-28)

22⎥⎣⎦

其中，∆D=Dloss，Deff——变压器副边电压的占空比。

我们都知道，当变换器为硬开关工作方式时∆D≈0，反并联二极管导通损耗也为零。所以变换器的漏感越大、占空比丢失越严重，则器件的导通损耗越大，但是其ZVS越容易实现，即开关损耗可以完全消除。那么，对于移相全桥ZVS DC/DC变换器，主要的优势在于消除了开关损耗，开关损耗降低或消除有利于变换器的高频化和集成化。

2.2.4 整流二极管寄生振荡

实际的二极管都会有皮法级的寄生电容。该寄生电容与变压器的漏感，在阶跃信号的作用下很容易产生振荡[30]。具体的示意电路如下：

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VrecLrTCpDaL0DdC0R0DbDc

图2-5 变换器的变压器副边整流侧的振荡示意图

变压器副边建立的电压，上升沿可以看做是一个电压阶跃，在变压器漏感Lp和二极管寄生电容Cp的作用下，Vrec端形成一个电压振荡。该电压过冲的幅值和变压器副边电压上升沿时间、变压器漏感Lp、二极管寄生电容Cp都有关系。即使使用快恢复二极管，Vrec上的过冲电压依然很大，甚至是变压器副边电压的几倍。其振荡频率为：

fring=

2π1LrCp (2-29) n2为了完全抑制整流二极管上的电压振荡，以提高移相全桥ZVS DC/DC变换器的开关频率和功率等级，本文采用有源箝位的方式[23,24]，此方式可以完全抑制整流二极管上的电压振荡。所谓有源箝位即在二极管整流端和地之间加入一开关和电容，利用电容将Vrec端电压箝位住，该电容的大小应该远大于寄生电容，变压器漏感与箝位电容发生谐振。带有源箝位的全桥拓扑结构图如图2-6。漏感与箝位电容谐振时，滤波电感Lo可以看做恒流源，不参加谐振，此时漏感中电流可分作谐振电流和负载电流之和。由于箝位电容足够大，所以漏感与箝位电容的谐振周期很大，在Vrec建立的时间内，电容Cs上的谐振电流可看作线性变化的。稳态时，在一个周期内，箝位电容为了保持电压的稳态，其充放电电流平均值必然等于零，如图2-8所示。

Q1D1C1Q2D2C2VrecDaL0DdVinALrTCbC3BQsTD4C4DcDbDsC0R0Q3D3CsQ4

图2-6 带有源箝位的移相全桥变换器结构图

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箝位MOSFET的开关时序如下图2-7所示。

VrecImICSQsTdt0t1t2t3

图2-7 变压器副边整流侧电压、箝位电容电流和箝位驱动电压波形

模态图如下图2-8所示：

VrecL0DdVrecL0DdIsTDaIoQsDsC0R0IsTDaIoQsDsC0R0DcDbCsICSDcDbCsICS

a) b)

VrecL0DdIsTDaIoQsDsC0R0DcDbCsICS

c)

图2-8 箝位部分的模态图

模态1（t0~t1）：如图2-8（a），此时变压器副边电压已建立，但是MOSFET开关还未打开。此时通过MOSFET的体二极管，变压器的漏感、二极管寄生电或者说是Cs吸收变压器漏感和寄生电容的振荡能量。 容和箝位电容Cs进行谐振，

模态2（t1~t2）：t1时刻打开MOSFET，谐振电流Ics的方向不变，直至到零。此阶段电容Cs一直充电。

模态3（t2~t3）：t2时刻，Ics过零，电流换向。电容Cs放电。 根据以上分析，在电容充电期间近似的有[31]：

11Deff⋅Ts

icdt=∆Vcs=⋅⋅Im (2-30)

2Cs∫Cs

其中∆Vcs——电容上电压波动量，Cs的单位为微法。 在电容放电期间有：

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Vcs−Vo

=Lo

用式(2-29)和式(2-30)相除得到：

2Im

Ts (2-31) Deff⋅

2

2

∆VcsLo(Deff⋅Ts)

= (2-32)

Vcs−Vo8Cs

一般有：

∆Vcs

≤10% (2-33) Vcs

最后Cs的大小还要根据实际调试情况和仿真结果来确定。在此处Cs=3uF。将Cs=3uF带入电路中进行仿真得如下结果，如图2-9和2-10所示。

图2-9 箝位电容Cs=3uF时箝位电容电压、电流波形和整理后的仿真电压波形

图2-10 图2-9 中的细化图

从图2-9中可以看出箝位效果非常好，在满载时，箝位电容上的电流峰值接近10A，箝位电容上电压变化量小于3V。根据仿真的结果选择相应的开关管和箝位电容。在实际中，还要根据实际情况进行适当的调节。

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2.3 本章小结

本章对移相全桥ZVS DC/DC变换器的工作模态进行了分析，针对其主要的几个问题，包括占空比丢失、滞后臂软开关难以实现、损耗分析、整流二极管振荡进行了讨论。并给出了几参量之间的关系。

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第3章 5kW移相全桥ZVS DC/DC变换器的设计

3.1 5kW移相全桥ZVS DC/DC变换器的技术指标

该DC/DC变换器是由国内某研究所根据其实际应用情况定制的。具体的电气参数指标为：

① 输入电压：125-195VDC； ② 输出电压：160±10VDC； ③ 负载要求：负载不得小于5kW； ④ 电压稳定度：电压稳定度优于3%； ⑤ 负载稳定度：负载稳定度优于3%；

⑥ 纹波电压：输出电压中纹波峰峰值不大于3V；

3.2 变换器的各器件选型及相关参数计算

3.2.1 全桥开关管的选择

根据其输入输出的参数指标，我们先保守的假设其满载效率为91%，那么其输入功率：

Pin=Pout/η=5kW/0.91=5.494kW (3-1)

根据其输入电压的范围，可以求得其直流母线上的输入电流有效值：

Iin=Pin/Vin=28.2A~44A (3-2)

为了减小无源器件的体积与重量，该变换器的开关频率选择使用100kHz。那么，选用的开关器件必须是MOSFET。根据上面计算的结果，并留取一定的裕量，我们选用Microsemi公司的APTM50AM17FG的MOSFET。表3-1是APTM50A M17FG的技术参数：

表3-1 APTM50AM17FG的主要电气参数

VDSS 500V

ID TC=25℃ 180A TC=80℃ 135A

RDSon

VGS ±30V

Ciss

Coss

Crss

28nF 5.6nF 0.36nF

（VGS=0V, VDS=25V, f=1MHz）

20mΩ

3.2.2 主变压器的设计

高频变压器是DC/DC开关电源的核心器件，所以它的设计和加工非常关键。目前应用于高频领域的主要的磁性材料是铁氧体，因其磁导率较低，饱和磁感应强度也较低，但其电阻率高，高频交流磁化的涡流损耗小，而且价格便宜，成型

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容易，高频发热小，高频性能好。

关于变压器设计的几点说明：

（1）一个原边绕组和一个副边绕组无抽头：全桥电路两个工作半周期使用同一个原边绕组和同一个副边绕组，使得磁芯和绕组有极好的利用率。

（2）为了减小磁化电流，需要最大的原边电感和最小的匝数。所以，一般选择高导磁材料，并且不加气隙。

（3）选用较大饱和磁密的磁芯可允许较大的电流，从而可以选择较少的原边匝数，并因此获得较低的铜损，但磁芯损耗增加，一般认为，当铜损和铁损相等时，变压器的损耗最小。

（4）由于频率预计要做到100kHz，所以磁芯材料选用软磁铁氧体。非晶材料的频率一般达不到100kHz。

（5）一般铁氧体的饱和磁密为0.35T左右，从减小铁损、防止磁芯饱和和磁芯形状上方面考虑，工作磁通密度为饱和磁通密度的1/3合适，则工作磁密约为0.12T。

（1）匝比的计算

Vinmin=125V，考虑到副边占空比丢失现象，额定负载时，选择副边最大占空比为Dmax=0.85，，则变压器副边所需要的最低电压为：

V+V+V

VSmin=ODr (3-3)

Dmax

式中：Vo——输出电压的最低值

VD——同时导通的两只二极管的压降和； Vr——变压器副边绕组内阻压降和线路压降。 可得副原边最高匝比为：

1NPVinmin

(3-4) ==

nNSVSmin

全桥的直流母线最低电压Vinmin=125V，输出最低电压为Vomin=150V，副边整流二极管的正向压降Vr=1V，最大占空比丢失Dmax=0.85，则算的n≈10/7。实际中可以留一定裕量，但如果裕量留太大，会导致副边整流二极管电压应力增大、副边绕组增多也会增加变压器的重量，实际中取n=10/7； （2）变压器磁芯的选择（AP法[3]）

假设变压器效率为0.95，当二次侧采用中心无抽头，全桥整流时，变压器的视在功率计算方法为：

PT=(

1

ηtr

+1)PO=2.053PO (3-5)

式中：PO——变压器输出功率；

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ηtr——变压器效率

算的变压器输出有功功率：PT = 10265W。

AP值就是磁芯窗口面积Aw与磁芯有效截面积Ae的乘积。根据法拉第定律整理得：

1

PT×104

AP=()1+X (3-6)

KoKffsBWKj

其中有： PT——视在功率；

Bw——工作磁通密度，根据经验选0.12T；

Ko——磁芯窗口的填充系数或使用系数，主要和线径和绕组数有关，一般典型值取0.4；

Kf——波形系数，有效值与平均值之比，正弦波取4.44，方波取4； Kj——电流密度比例系数；允许温升25°情况下，Kj=400（一般有400A/cm2） X——常数，由所用磁芯确定。磁芯采用铁氧体，X=-0.12； fs——开关频率取100kHz；

AP=19cm4

留取一定的裕量，可选用东磁公司的扁平型EE磁芯：EE65A。 （3）计算原边匝数

根据法拉第定律，原边匝数为：

NP=

Vinmax

(3-7)

KffsBWAe

算的有Np=6.8，取整数Np=7。根据n=10/7，则有副边匝数为Ns=10。 （4）变压器铜带的选择

由于流过变压器原边和副边的电流比较大，所以选择使用铜带作为导线。根据3.2.1的计算，有

Iin=Pin/Vin=44A (3-8)

选择原边电流密度

j=4A/mm2 (3-9)

则原边需要的导线截面积

Acu=

Iin

j

=11mm2 (3-10)

副边电流有效值

Io=PoVo=33.4A (3-11)

相应的副边需要的导线截面积为

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'Acu=8.35mm2 (3-12)

研究表明，导线中电流密度从导线表面到中心按指数规律下降。导线有效面积减小而电阻加大，损耗加大。为了便于计算和比较，工程上定义从表面到电流密度下降到表面电流密度0.368（1/e）的厚度为穿透深度△，即认为表面下深度为△的厚度导体流过导线的全部电流。而在△层外的导体完全不流过电流。△与频率f和导线物理性能关系为：

∆=

式中：µ——导体材料的磁导率；

γ——材料的电导率； k——材料电导率温度系数；

ωµγ (3-13)

2k在很多工程性的书上都将穿透深度和频率的关系做成表格或曲线，方便工程师查阅，此处查阅赵修科的《开关电源中磁性元器件》中的表，得到在100kHz

情况下，铜带温度为20℃时∆=0.20mm。

所以原边铜带的厚度可取到0.3mm，则宽度为36mm，实际中为了绕制方便，采用三层12mm宽的铜带叠加使用。副边的铜带宽度为28mm，可以采用两层12mm宽的铜带叠加使用。

选用的磁芯为浙江东磁的EE65A，其窗口高度为10.4mm。对应于变压器原边和副边绕组的匝数17匝，那么绕组的厚度为17×0.3mm=5.1mm，小于10.4mm。变压器的窗口宽度为22.6mm，亦大于铜带的宽度。所以铜带的规格在该变压器中可以使用。其窗口填充系数约为0.3。

3.2.3 整流二极管的选择

输入电压最大值为195V，变压器变比为7/10，则变压器副边的电压应力为：Vrec=195/0.7=279V，电流应力Io=33.4A。同时由于全桥开关频率为100kHz，则变压器副边电压的频率为200kHz。那么在选择二极管时，应该选择快恢复二极管。综合以上因数，本文选择IXYS公司DSEP2X61-06A型二极管。其主要参数如下：

VRRM

IFAV

表3-2 整流二极管技术参数

trr

VF TVJ=25℃ 2V TVJ=125℃ 1.4V

600V 60A 35ns

3.2.4 输出LC滤波电路的设计

移相全桥ZVS DC/DC变换器的输出LC滤波电路和Buck电路是一样的。一

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般选择输出滤波电感电流的脉动为最大输出电流的20%，此处为43.4×0.2=8.68A，即要求在输出满载电流的10%的情况下要求输出滤波电感电流保持连续，此处Iomin=4.3A，输出滤波电感量可按下式计算：

LO=

VOVO

(1−) (3-14) Vin/n−VLF−2VD2×2fs×Iomin

其中，VLF为滤波电感上的电压降，取1V；VD为整流二极管的电压，取1V。 算的

LO=39.7uH (3-15)

输出的直流电压中，包含有高频纹波成分，选取滤波电容的主要目的为了满足输出纹波的要求。要求∆V=3V。输出电容的计算可按如下公式：

CO=

VOVo(1) (3-16) −

Vin/n−VLF−2VD8Lf(2fs)2∆V

算的

CO=7.1uF (3-17)

在实际中，考虑到增大滤波电感会增大体积和重量，所以，使用时增大了输出电容的大小，取LO=40uH，CO=30uF。

3.2.5 隔直电容的选择

在实际应用中为了防止因开关管特性不一致，而使得变压器原边产生直流分量，导致变压器偏磁问题[32]，通常需要在变压器原边串入一个隔直电容。

隔直电容Cb的影响主要集中在变压器副边整流二极管续流期间，即此时原边电流小，能量不能向副边传递时。在原边电流过零时，隔直电容Cb上的电压最大。隔直电容电压波形与开关时刻关系如图3-1所示。

Q1Q4Q3Q1Q4Q3Q2ipVABVinVinUCbpUCb

图3-1 变换器原边电流与隔直电容端电压波形

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若Cb取值较小，则Cb上的电压变化率越大，峰峰值电压越大，那么原边电流变化率也就越大，占空比丢失也越小，但是滞后臂ZVS性能越差。所以Cb取值较小时，对系统影响较大[33]。

当Cb取值较大时，Cb上的电压很小，对变换器影响较小，可以忽略。其设计方法和不带Cb的变换器基本相同。

一般实际应用中，当系统重载情况下为了保证不影响输出电压，隔直电容的选择使得其最大充电电压为输出电压的5%，本文中即为8V。

本文额定输出电压160V，开关频率100kHz，1/4个开关周期为2.5us。忽略占空比丢失期间充电效果，隔直电容Cb上的电压从0V变化到最大值，而由于输出电流与副边基本不变，那么原边电流变化也不会太大，可以有公式：

N∆Vc

(3-18) ip=siST/4=Cb

T/4∆tNp

其中iST/4是在1/4周期内副边电流平均值，ip

值。

算的Cb=15uF。实际中，使用4个6.8uF的无感电容并联使用。

T/4

是原边电流这段时间的平均

3.2.6 谐振电感电容的选择和死区时间的计算

正如我们之前所述，占空比丢失最大为15%，即

2L(I−I)

Dloss=r12≤15% (3-19)

VinT其中，I1-I2为副边整流二极管续流期间原边电流的变化量，可以按照2I1计算。最后算得：

Lr≤1.53uH (3-20)

在100kHz的情况下，平面变压器的漏感为1uH，为了减小系统的重量和体积，实际谐振电感即为变压器的漏感，取Lr=1uH。同时回算得到Dloss≈10%。

正如2.2.2中所述，有：

Icrit=

2Lr1⎛422⎞CV+CtrVinMOSin⎜⎟ (3-21) 2⎝3⎠CMOS为滞后臂MOSFET漏源极寄生电容，Ctr为变压器寄生电容，相比CMOS可以忽略，即Ctr=0，算得Icrit=23.8A，该电流为原边电流，折算至副边 Io’ =16.66A，此时可认为在负载为2.49kW时，滞后臂完全实现了ZVS软开关。

滞后桥臂上管Q2实现ZVS的过程实际上是当滞后臂下管Q4关断之后，谐振电感与Q2、Q4寄生电容谐振的过程，其目的是使上管Q2开通时，谐振正好达到峰值，Q2管上电容电压正好谐振至零。因此存在谐振周期与开关管驱动信号死区

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时间匹配的问题。一般认为死区时间应该小于1/4谐振周期[11]。有：

1

Td24≤×2πLr(C2+C4) (3-22)

4

算得：

Td24≤166ns (3-23)

3.2.7箝位电路的设计

（1）箝位电容和箝位MOSFET的选择

正如2.2.4中所述，箝位电容的选择和其峰值电流的确定，具有一定的工程性质，所以一般会结合仿真给出参考值，最后再在实验中进行调试以达到最佳的效果。本文中，箝位电容采用3uF的无感电容，箝位MOSFET选用仙童公司的

FQL40N50，留有足够的裕量。 （2）箝位驱动电路的设计

为了有效抑制整流管电压过冲和振荡，Qs的驱动信号Vgs必须与Vrec同步。一个简单的实现Vgs与Vrec的方法，是利用UCC25的驱动信号，进来简单逻辑处理后来获得。由于变换器存在占空比丢失，需要加入时间延时∆t，满载时的最大延时∆t按下式计算

Dmax−Deff

2fs

≤∆t≤

Dmin

(3-24) 4fs

式中：Dmax——满载时的原边电压占空比;

Deff ——满载时的副边电压占空比; Dmin——最小负载时的原边电压占空比; fs——变换器开关频率。

图3-2 箝位MOSFET驱动信号产生电路

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VABQs

图3-3箝位开关管的控制时序

，将UCC25发出的变换器C1、R1、R2构成脉冲延时电路（如图3-2所示）

原始驱动信号OUTA、OUTD的前沿脉冲“切除”（如图3-3所示）。延时长短可通过调整阻容元件的时间常数来调节，切除前沿后的A、D两路信号与B、C两路信号与，即可获得所需的箝位管Qs驱动控制信号。

在实际电路中，取R1=1k，R2=10k，C1=1nF。

3.3损耗计算

3.3.1 MOSFET的相关损耗计算

1) MOSFET驱动功率损耗计算

全桥开关管采用的是低导通电阻的MOSFET（只有20mΩ），但是在工艺上有个矛盾：MOSFET的导通电阻越小，其栅极电容越大。过大的栅极电容会造成驱动电压波形上升沿过缓、驱动功率过大等等问题。所以在大功率领域，为了防止模拟IC芯片过热和驱动能力不够等等问题，一般都会外加驱动器。首先，让我们计算一下APTM50AM17FG的驱动功率。

MOSFET驱动的损耗，主要是由MOSFET栅极电容充电过程中在电阻上释

12

放的能量CgVgs和放电时电容中的电荷全部释放到电阻上而形成的损耗，这部分

4

12

能量对应与电容中存储的电能CgVgs，所以驱动功率损耗可以计算如下。

2

3

Pd=CG×Vgs2×F (3-25)

4

其中：CG——栅极电容，Vgs——驱动器电源电压，F——开关频率。

MOSFET的栅极电容包含两个电容：栅极电容和栅漏电容（密勒电容）。Ciss并不是MOSFET的总栅极电容。确定栅极电容方法是，查看MOSFET数据手册

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中的总栅极电容QG。查看APTM50AM17FG的数据手册，QG =560nC，测试条件为Vgs=10V，Vds=250V，Ids=180A，根据Q=C×V，可以算得栅极电容Cg=56nF。

计算结果：四个MOSFET的驱动功率Pdriver = 0.945×4=3.78W。

由于该型MOSFET的栅极电容太大，所以对驱动器的峰值电流驱动能力要求很高。所以本文选用CONCEPT公司的2SC0435T型驱动器。

2) MOSFET导通损耗

在满载的情况下，输入功率为（假定效率为91%）

Pin=Pout/η=5kW/0.91=5.494kW (3-26)

输入电流有效值最大值为

Iinmax=5494W/125V≈44A (3-27)

导通电阻RDSon=20mΩ，那么四个MOSFET的导通损耗为

2

Pon=4×RDSon×Iin≈155W (3-28) max

3）反并联二极管导通损耗计算

实现，查表得MOSFET寄生二极管的导通压降VSD=1.3V。

正如第二章中的模态分析，我们可以很简单的找到反并联二极管导通时刻。统计如下表：

导通的时间 导通二极管

t1~t2 D3

表3-3 反并联二极管导通时刻表 t2~t3 t3~t4 t7~t8 D3

D3、D2

D1

t8~t9 D1

t9~t10 D1、D4

从上表中可以看出超前臂的反并联二极管导通时间比滞后臂的要长。虽然超前臂容易实现ZVS软开关，但其导通损耗也增大了。

上表中，t2~t3的时间很短，可以忽略不计。t3~t4即为占空比丢失时间的一半，且期间原边电流可以看做线性变化。那么有

PD2,4=VSD×

I2Dloss480.1

×=1.3××=1.56W (3-29) 2222

⎛ID⎞⎛480.1⎞

PD1,3=VSD×⎜2×loss+I2×(1−D)⎟=1.3×⎜×+48×(1−0.93)⎟≈6W (3-30)

22⎝2⎠⎝2⎠

3.3.2 副边整流二极管的通态损耗计算

二极管的导通压降Vf在1.4V~2V之间（随温度变化而变化）。在满载时，输出电流Io=33.4A，则有

Prect=2×Io×Vf=2×33.4×(1.4~2)=93.5~133.6W (3-31)

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3.3.3箝位电路的损耗计算

在稳态时，箝位电容上电压Vcs和整流后的电压Vrec相差很小，见图2-11。所以可以近似的认为箝位MOSFET的开关损耗为零。对于导通损耗，分为寄生二极管损耗和导通电阻损耗，有：

2

Pon=Ics×Vdiode+RDSon×Ics

=

(3-32) 101101

×0.85××1.4+0.11×(×0.85×)2=3.475W2222

以上的损耗计算均为满载情况下，一生的损耗为3.78+155+7.56+133.6

+3.475≈303W。必然产生的通态损耗占输出满载功率的6.06%。

3.4 开环仿真

得到以上主电路的参数后，必须要对其进行仿真，以确定其正确和合理性。本小节采用电力电子领域常用的仿真软件Saber对电路进行开环仿真。开环仿真系统图如图3-4所示。

图3-4 系统开环仿真电路示意图

在仿真电路中，输入电压为160V；MOSFET使用一开关代替，参照其数据手册，该开关导通电阻设置为20毫欧，开通时间为38ns，关断时间为168ns，其寄生电容取标称Coss值的4/3倍，即7.5nF；其余参数均采用以上计算的结果。驱动信号使用四个时钟发生器直接发生，频率为100kHz，同一桥臂驱动信号的死区时间为100ns。箝位的驱动由四个时钟发生器作逻辑和延时获得。时域仿真步进长度为10ns，仿真时间为10ms。仿真分别在负载为1kW和5kW两种情况下进行，以下波形即为仿真的结果。

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图3-5 5kW时输入电压波形和输出电压的仿真波形

a）1kW时桥中点电压仿真波形和变压器原边电流仿真波形

b）5kW时桥中点电压仿真波形和变压器原边电流仿真波形

图3-6 桥中点电压波形和变压器原边电流仿真波形

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图3-7 桥中点电压仿真波形和整流后的电压仿真波形

a)1kW时整流电压仿真波形和箝位电容上电流仿真波形

b)5kW时整流电压仿真波形和箝位电容上电流仿真波形 图3-8 整流后电压波形和箝位电容上电流仿真波形

如图3-5所示，变换器输出电压波形的纹波小于0.2V，满足系统参数的要求。

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这表明输出LC滤波部分的参数设计是完全符合要求的。

如图3-6所示，在负载为1kW和5kW的情况下，原边电流波形和理论分析比较相近。只在t5-t6的时间内，电流的斜率与第二章所画有区别。其原因在于，箝位电容在t5-t6时刻有充放电的过程，箝位电容上的电流斜率和变换器原边电流斜率相加，即为负载电流的斜率。在t6时刻，原边电流波形有一个“阶跃”，其原因是，此时箝位开关管关断，箝位电容上提供给负载的电流也被切断。而输出

LC滤波器中电感上电流可近似认为不变，那么箝位电容上提供的电流必须由原边电流提供。

如图3-7所示，在负载为5kW的情况下，整流后的电压波形非常好，没有任何的振荡出现，说明有源箝位电路设计是正确的。

如图3-8所示，在负载为1kW和5kW的情况下，箝位电容上的电流峰值变化很小，1kW时电流峰值约为4A，5kW时电流峰值约为10A。

a）1kW时滞后臂Q4上驱动电压波形和漏源极电压波形

b）5kW时滞后臂Q4上驱动电压波形和漏源极电压波形

图3-9滞后臂Q4上驱动电压波形和漏源极电压仿真波形

如图3-9所示，在负载为1kW时，滞后臂开关管Q4并没有实现ZVS，即在驱动信号建立以后，Q4漏源极两端电压并未谐振至零。而在满载时，完全实现了

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ZVS。

3.5 本章小结

本章根据具体的技术指标，设计了一款5kW移相全桥ZVS DC/DC变换器，给出了详细的计算过程，其中包括开关器件的电流电压应力计算、主变压器的参数设计、输出LC滤波电路参数计算、隔直电容和谐振电感电容的计算与死区时间的设置以及主电路损耗分析。最后使用Saber软件进行了仿真，验证了计算的正确性。

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第4章 基于UCC25的控制系统的设计

一般的开关电源都可以等效成图4-1所示的形式，对于整个控制系统，输入电压ui只是一个扰动信号，而输出电压uo只受到给定信号ug的影响。主电路在第三章中已经设计完成，本章着重设计控制器、调节器和输出反馈和保护电路。

uiuguo

图4-1 开关电源的等效图

控制器使用TI公司的一款专用于控制移相全桥变换器的模拟IC芯片

UCC25，该芯片具有集成度高、外围器件设计简单、功耗低、死区可调（可以实现较大范围的ZVS软开关）等等优点，在工业中有着非常广泛的应用。

调节器和反馈、保护电路主要使用运算放大器、电阻电容配合UCC25实现。具有简单可靠，价格低廉，容易实现等优点。

4.1 控制器UCC25介绍及外围元件的选择

4.1.1 UCC25芯片的介绍

相比UCC3875的CMOS技术，UCC25采用更新的BiCMOS技术，芯片的功耗更低，频率更高。UCC25基本功能和UCC3875相同，此外还增加了自适应死区调节功能，可以适应不同负载条件下的ZVS软开关的要求。图4-2即为

UCC25的内部结构图[34]。

如图4-2所示，UCC25内部集成有高频振荡器、振荡器同步功能、5V的基准源、锯齿波发生和比较电路、7M带宽的误差放大器、过流保护和软启动功能、欠压锁定功能、死区和自动调节功能等。

主要的管脚介绍如下：

管脚1（EAN）：误差放大器反相输入端。管脚电压不大于3.6V。

管脚2（EAOUT）：误差放大器的输出端。在芯片内部，该脚和空载比较器相连，若该管脚电压小于0.5V时，输出级关断，若该管脚电压大于0.6V，则开通输出级。

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管脚3（RAMP）：PWM比较器反相输入端。在使用平均电流模式或电压模式控制时，该端口直接和CT脚（7脚）相连。在芯片内部，RAMP通过0.8V的直流偏置送入PWM比较器的反向端。

图4-2 UCC25内部的结构图

管脚4（REF）：5V（±1.2%）基准电压源输出端。该基准源一方面为芯片内部供电，一方面给外部提供5mA的带载能力。使用时一般在该管脚上接100nF的低ESR和低ESL的旁路电路。当芯片出现欠压保护时，该基准源关断。

管脚5（GND）：芯片内的地（除输出驱动级外）。

管脚6（SYNC）：振荡器的同步端。该端口是双方控制端。当作为输出端口时，SYNC将芯片内部时钟引出；当作为输入时，SYNC端的信号将作为芯片的时钟信号。这种设计可以用于多台电源同步工作。同步信号也能使接在CT和

RAMP端口上的电容放电，作为输入时，SYNC端判定输入小于1.9V即为低电平，高于2.1V即为高电平。为了减小同步信号的脉冲宽度，在SYNC和GND之间应该接一3.9k的电阻。

管脚7（CT）：振荡器的定时电容接入端。内部电流源对CT端电容进行充放电，形成峰值为2.35V的锯齿波。外接电容容值范围在100pF到880pF。

管脚8（RT）：振荡器定时电阻接入端。RT端接的电阻大小决定CT端电容的充电电流大小。RT外接电阻的大小在40kΩ到120kΩ之间。软启动电容的充放电电流也是由该电阻决定。

管脚9、10（DELAB、DELCD）：DELAB端控制OUTA和OUTB输出信号

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的死区时间，DELCD控制OUTC和OUTD输出信号的死区时间。这两个端口最大可以提供1mA的电流。这两个管脚的杂散电容应该小于10pF。

管脚11（ADS）：自适应延时调节端。当ADS端和CS端相连时，延时死区时间为零。当ADS端接地时，输出延时时间最大。ADS端的电压必须在0~2.5V以内，且不能超过CS端电压。当ADS电压为2V时延时时间是ADS为0V时的四倍。

管脚12（CS）：电流采样端。该端口为电流采样比较器的反向输入端，也是过流保护比较器和ADS放大器的同相输入端。比较采用峰值电流控制模式，电输出信号全部流信号峰值逐周波限流控制，当CS端大于2.5V则进行过流保护，关断，并重新开始新的周期。

管脚13、14、17、18（OUTD、OUTC、OUTB、OUTA）：四路互补的MOS驱动端。每个端口最大带载能力是100mA。输出OUTA和OUTB端信号互补，工作占空比为50%；输出OUTC和OUTD端信号互补，工作占空比为50%。其中OUTA和OUTC端输出信号有一定的相移，OUTB和OUTD端输出信号也有一定的相移。

管脚15（VDD）：芯片的供电端。VDD端和GND之间必须加1uF以上的旁路电容。VDD端和PGND端也要加10uF的旁路电路。

管脚16（PGND）：为了将输出级的开关噪声和模拟电路分开，芯片特将输出级的地分离出来，即16脚。该脚电流较大，在PCB板上设计时应该注意提供低阻抗的电流回路。PGND和GND在电气上必须相连。

管脚19（SS/DISB）：软启动/关断端。当SS/DISB端电压低于0.5V、REF端电压被拉低至4V、VDD欠压时，芯片都将快速关断。当REF端电压低于4V或

VDD欠压的情况下，SS/DISB将通过内部的开关直接接地。当检测到过流时，，直到该电软关断将被启动，SS/DISB端的电容将以恒定电流被放电（10×IRT）

容电压降至0.5V。一旦检测到以上的任何故障，输出信号都会被关断。当以上故障全部消除，SS/DISB端电压、REF端电压和VDD电压都恢复正常，则芯片再次软启动。软启动的时间常数由SS/DISB端外接电阻/电容决定。

管脚20（EAP）：误差放大器的正相输入端。

4.1.2 UCC25外围元件的选择

1）振荡器电阻和电容的选择 查数据手册有计算公式：

tOSC=

5×RT×CT

+120ns （4-1） 48

CT的范围在100pF到880pF之间。RT的范围在40kΩ到120kΩ之间。而本文采

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用的开关频率为100kHz，振荡频率为开关频率的两倍，即tOSC=5us。实际取：

RT=68kΩ，CT=680pF。

2）死区时间的设置

RDELABRCSRDELCD图4-3 死区时间设置管脚配置

RADS

死区设置管脚的配置情况如图4-3所示。由于CS端除了具有电流采样功能之外，还具备过流保护功能。即，CS端电压高于2.5V，芯片即产生过流保护。假设超载20%（6kW）时认为负载过载，此时CS端电压为2.5V，那么满载时

CS端电压为2.1V，50%负载时CS端电压为1.05V。在第三章中已经计算了，变换器在2.5kW、死区时间小于166ns（取150ns）时滞后臂可以完全实现ZVS，此处即以此组数据作为基准，计算RDELCD、RDELCD、RADS、RCS四个电阻值。

VDEL=[0.75×(VCS−VADS)]+0.5V (4-2)

tDELAY

(25×10−12)×RDEL=+25ns (4-3)

VDEL

式（4-2）和（4-3）即为数据手册中给出的计算公式，为了便于计算可以取

RCS=RADS=10Ω，此时VDEL≈0.9V，带入式(4-3)计算得RDELCD=4.5kΩ。满载时，

算的滞后臂死区时间为112ns。

4.1.3采样和保护电路的设计

1）输入电流采样电路

1:nTV1DV2R3R1R2C1C2

图4-4 输入电流采样电路

如图4-4所示，通过电流互感器T、R1、R2将直流母线上的电流信号转化为

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电压信号，再通过R3和C3进行滤波，送至UCC25的CS端。由于UCC25采用峰值电流逐周波的比较方法，所以只要准确的将电流峰值采样至CS端即可。

从第三章得到，输入直流母线上的电流频率为开关频率的2倍即200kHz。其电流上升斜率为：

kA=

nVrec−Vo195×10/7−160

=≈3A/us （4-4）

40uLo

同时考虑到UCC25内部的运算放大器带宽为7MHz，所以可以取RC滤波器（R3和C2）的带宽为8MHz。取RC滤波器的转折频率为8MHz，有

8×106=

1

（4-5）

2πR3C2

得R3=20Ω，C2=1nF。相应的，满载时V2的峰值应该为4.2V。由于D采用

1N4148，其导通压降为1V，所以V1的峰值应该为5.2V。

由第三章有，在最低电压输入、满载输出时，原边电流峰值约为70A。可取

R2为40欧姆，R1为200欧姆，可以算得电流互感器的副边绕组电流为0.236A，则电流互感器的匝比为70/0.236≈297，可取原边为1匝，副边为297匝。

2）输入和输出电压采样

在输入电压过低时，若变换器继续工作，则原边电流可能过大，超过元器件的电流应力范围。所以必须对输入电压进行采样，并进行保护。由于输入电压和输出电压不共地（隔离），所以此处采用差分运算放大器进行电压采样，如图4-5所示。

R2V2-R1+-+V1R1V3

R2图 4-5 使用运算放大器进行电压采样

图4-5中差分运算的输入输出计算公式如下：

Vo=

R2

(V1−V2) （4-6） R1

式(4-6)中的R1和R2取值应该比较大，并使用精确电阻。电压V3即可送入比较器和限定值（由供电电源电压15V经过电阻分压得到）作比较，得到的逻辑即可拉高UCC25的CS端（CS端安全电压不可大于5V）或者拉低SS端，从而实现输入低电压保护。同样地，输出电压采样也是如此。此处不作重复叙述。

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4.2 补偿系统的设计

4.2.1移相全桥ZVS DC/DC变换器的小信号模型

变换器在稳态情况下，每个周期内的运行状态和性能特征都是一样的。当受到外界扰动时，比如：输入电压突变、输出电压突变或给定值突变时，变换器的工作点偏离稳定点，进入瞬态过渡过程，再由瞬态过程进入另一个新的稳态。这个稳态和瞬态性能由变换器的补偿网络的参数决定。所以研究其补偿系统对变换器的影响有极大的意义。

在研究补偿系统时实现要对变换器建立数学模型。变换器的数学模型最常见的有两种：一种为小信号模型，另一种为大信号模型。小信号模型通常用于系统的稳定性分析、控制系统设计与输入输出特性研究，由于它是电路线性化的模型，所以结构上比较简单。而大信号则与之相反，用于分析在动态负载变化与输入激励变化过渡过程中系统的行为，特别是用于设计完成后模型的验证。在一般的使用情况下，变换器的工作环境并不是剧烈变化的，所以常见的数学模型就是小信号模型，用于研究变换器的稳定性研究。

小信号的建模方法有很多，常见的有状态空间平均法、PWM开关等效法[30,31]等等,本文使用状态空间平均法。 （1）状态空间平均法[35]

状态空间平均法以电容电压和电感电流为状态变量，按照开关器件的两种状态（开和关），使用时间平均概念，得到开关变换器一个周期内的平均状态变量。从而将一个强烈非线性、时变的开关电路等效成线性的、时不变的连续系统。 对于不考虑杂散参数、连续工作的理想PWM变换器，有两个状态方程： 开关开通状态，即0≤t≤dT：

󰀅=A1x+B1u⎧x

⎨ (4-7) ⎩y=C1x

开关关断状态，即dT≤t≤T：

󰀅=A2x+B2u⎧x⎨ (4-8) yCx=2⎩

其中，d为变换器导通的占空比，T为开关周期；

状态变量x=[iLvC]，iL为电感电流，vC为电容电压，u为输入变量，y为输出变量，A1、B1、C1、A2、B2、C2为与电路无关的系数。将式（4-7）和式（4-8）进行平均化，有方程：

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⎧x=Ax+Bu⎨ (4-9) ⎩y=Cx

其中，A=dA1+d′A2，B=dB1+d′B2，C=dC1+d′C2，d′=1−d。

对式（4-9）进行小信号扰动，令所有变量为稳态量和小信号扰动量之和。有：

ˆ，d′=D′+dˆ′，1=D+D′，u=U+uˆ′=−dˆ，其中D、ˆ，x=X+xˆ，y=Y+yˆ，dd=D+d

ˆ′、dˆ、uˆ为扰动量。带入式（4-9）有： ˆ、xˆ、yD′、U、X、Y为稳态量，d

⎧dˆˆ)=AX+BU+Axˆ+Buˆ+[(A1−A2)X+(B1−B2)U]d⎪dt(X+x

⎪⎪ˆˆ+(B−B)duˆˆ+(A1−A2)dx⎨12 4-10) ⎪ˆ+(C−C)dxˆˆˆ=CX+Cxˆ+(C1−C2)Xd12⎪Y+y⎪⎩

对式（4-10）进行分解，分解成稳定量和扰动量两个方程：

⎧0=AX+BU

(4-11) ⎨

=YCX⎩

ˆ⎧dxˆˆ+Buˆ+[(A1−A2)X+(B1−B2)U]d⎪dt=Ax

⎪⎪ˆˆ+(B−B)duˆˆ+(A1−A2)dx⎨12 (4-12) ⎪ˆ+(C−C)dxˆˆˆ=Cxˆ+(C1−C2)Xd12⎪y⎪⎩

对式（4-12）进行线性化，认为扰动量远小于稳态量，则式（4-12）简化为：

ˆ⎧dxˆˆ+Buˆ+[(A1−A2)X+(B1−B2)U]d⎪=Ax⎨dt (4-13) ⎪yˆˆ+(C1−C2)Xd⎩ˆ=Cx

式（4-13）即为小信号状态平均方程，对其进行拉普拉斯变换有：

ˆ(s)⎧ˆ(s)=Axˆ(s)+Buˆ(s)+[(A1−A2)X+(B1−B2)U]d⎪sx⎨ (4-14) ˆ(s)ˆˆy(s)Cx(s)(CC)Xd=+−⎪12⎩

对（式4-14）中的状态量和输出量进行求解之后有：

ˆ(s)⎧ˆ(s)=(sI−A)−1Buˆ(s)+(sI−A)−1[(A1−A2)X+(B1−B2)U]d⎪x

(4-15) ⎨−1−1ˆˆˆ(s)=C(sI−A)Buˆ(s)+C(sI−A)[(A1−A2)X+(B1−B2)U]d(s)+(C1−C2)Xd(s)⎪⎩y

由式（4-15）可以得到传递函数：

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⎧xˆ(s)⎪

ˆ(s)dˆ(s)=0⎪u⎪ˆ(s)⎪x⎪dˆ⎪(s)uˆ(s)=0⎨ˆ(s)⎪y⎪uˆ(s)dˆ(s)=0⎪⎪yˆ(s)⎪ˆ⎪d

⎩(s)uˆ(s)=0

=(sI−A)−1B

=(sI−A)−1[(A1−A2)X+(B1−B2)U]=C(sI−A)B

=C(sI−A)−1[(A1−A2)X+(B1−B2)U]+(C1−C2)X

−1

(4-16)

由式（4-11）得到稳态解：

−1

⎧⎪X=−ABU⎨ (4-17) −1YCABI=−⎪⎩

（2）BUCK变换器的小信号模型

由于移相全桥ZVS DC/DC变换器由BUCK变换器衍生而来[36-40]，其小信号模型和BUCK变换器比较相似，所以先分析BUCK变换器的小信号再给出移相全桥ZVS DC/DC变换器的小信号模型。

图4.2.1给出了BUCK变换器的两种工作模态。

iLLQ+Vi

DC-+vCRVo-vCVo

a) 开关Q导通 b）开关Q关断

图4-6 BUCK变换器的两种工作模态

那么有：

① 开关Q导通时：

⎧diLL=Vi−vC⎪⎪dt⎨ (4-18) ⎪CdvC=i−vC

L

⎪R⎩dt

整理得

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⎧1⎤⎡

−0⎡1⎤⎪⎢⎥L󰀅⎪⎥X+⎢L⎥Vi⎪X=⎢1⎢⎥1⎥⎢⎨−⎣0⎦ (4-19) ⎢⎥⎪RC⎦⎣C

⎪⎪⎩Y=[01]X

⎡diL⎤

⎢dt⎥⎡iL⎤󰀅其中X=⎢⎥，X=⎢⎥ ⎢dvC⎥⎣vC⎦

⎢⎣dt⎥⎦

② 开关Q关断时：

⎧1⎤⎡

−0⎪⎢⎥L󰀅⎪⎥X⎪X=⎢11⎢⎥ (4-20) ⎨−⎢⎪RC⎥⎣C⎦⎪⎪⎩Y=[01]X

将(4-19)和(4-20)进行平均化得：

⎧1⎤⎡

−0⎡d⎤⎪⎢⎥L󰀅⎪⎥X+⎢L⎥Vi⎪X=⎢1⎢⎥1⎥⎢⎨0⎦ (4-21) −⎣⎢⎪RC⎥⎣C⎦

⎪⎪⎩Y=[01]X

其中d为导通占空比。

对(4-21)加扰动量进行分析，并将稳态量和扰动量分离，得到小信号模型如下：

1⎤⎧⎡

0−⎡Vi⎤⎡d⎤⎪⎢⎥Lˆ⎢⎥ˆ⎢⎥ˆ󰀅=⎢ˆ⎪x⎥x+Lvi+Ld⎪⎢⎥ (4-22) ⎢⎥11⎨⎢⎥0−⎢0⎥⎣⎦⎣⎦⎪⎢⎥RC⎦⎣C⎪

ˆ=[01]xˆ⎪⎩y

对式（4-22）取拉式变换，并进行求解，即可求得BUCK变换器状态量的小信号表达式：

ˆ(s)⎧vˆo(s)=DHeq(s)vˆo(s)+DHeq(s)Vod

⎪⎪

⎡Vo ⎨ˆVo⎤ˆ (4-23) Dˆisvs=++()()⎢⎥d(s)⎪i

ZsDRDZs()()⎢⎥eqeq⎪⎣⎦⎩

其中Heq(s)为LC滤波电路和负载R所构成网络的传递函数

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Heq(s)=

Zeq(s)为LC滤波电路和负载

(4-24) L

LCs+s+1

R

2

1

R所构成网络的等效阻抗

1R1=× (4-25) sCsRC+1Heq(s)

Zeq(s)=sL+R//

并由式4-23推得占空比对输出电压的传递函数，同时画出BUCK变换器的小信号等效模型：

ˆo(s)Vov

=He(s)=ViHe(s) (4-26) ˆd(s)D

VoˆdD+*Vi

*LoVoˆdDRCoRVo-1:D

图4-7BUCK变换器的小信号等效模型

（3）移相全桥ZVS DC/DC变换器小信号模型

移相全桥ZVS DC/DC变换器小信号模型与BUCK变换器小信号模型有着某些差别，这种差别主要来自于移相全桥变换器的占空比丢失现象。正如第二章所述，占空比丢失和变压器原边漏感Lr（谐振电感）、负载大小、开关周期T和输入电压Vin有关。

移相全桥ZVS DC/DC变换器的副边有效占空比为

Deff=D−Dloss (4-27)

其中D为变换器原边控制信号的导通占空比，Dloss即为丢失的占空比。 对Dloss进行分析，如图2-4所示：

t6−t2

D= (4-28)

T/2

Dloss=

t5−t2I1+I2VnT

(2ILo−o(1−D)) (4-29) ==

2T/2VinTVinTLo

⋅⋅Lr2Lr2

其中，n为变压器副边和原边之比。Lo为滤波电感，ILo为滤波电感中的电流平均值。

有效占空比小信号表达式为：

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ˆ (4-30) deff=Deff+deff

ˆ和D的扰动量dˆ、ˆi、小信号扰动d输入电压扰动量v滤波电感电流扰动量iˆLoeff

ˆ的贡献。可以认为： 均有关系，必须找出这三个量对有效占空比扰动量deff

ˆ=dˆ+dˆ+dˆ (4-31) deffiv

ˆ，由式4.2.23和式4.2.21有 ˆ的贡献为d滤波电感电流扰动量iˆLo对dieff

ˆ=−4nLr⋅iˆLo (4-32) di

ViT

ˆ，由式(4-29)和式(4-27)有 ˆ的贡献为dˆi对d输入电压扰动量veffv

ˆ=4nLrILo⋅vˆi (4-33) dv2TVi

将上述各扰动量带入公式，根据BUCK小信号模型可以建立移相全桥ZVS

DC/DC变换器的小信号等效模型。如图4-8所示。

ˆ+dˆ)ˆnVi(dnVidivLonVi1:DeffnViˆdRnViˆˆ(di+dv)RCoRVo

图 4-8 移相全桥ZVS DC/DC变换器的小信号等效模型

ˆi=0有占空比对输出电压的传递函数： 令v

Gvd(s)=

nVi

LRsLoCo+s(o+RPCo)+P+1

RR

2

(4-34)

其中RP=4n2Lrf，f为变换器开关频率。

4.2.2 反馈补偿网络的设计

通常情况下，变换器的开环特性是不能满足实际要求，必须要对其引入负反馈，并根据实际要求，对其反馈环进行补偿。本文采单电压环控制的方式。电压环结构如图4-9所示。

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Vref(s)E(s)Gc(s)Vc(s)Gm(s)d(s)Gvd(s)Vo(s)Vf(s)H(s)图4-9 单电压环系统图

图4-9中，Gc(s)为补偿环节传递函数， Gm(s)为PWM开关传递函数，Gvd(s)为主电路开环传递函数，H(s)为反馈环节传递函数。

式（4-34）已经给出了变换器的占空比对输出电压的传递函数。具体地，最高输入电压Vin=195V，变压器副原边变比n=10/7，输出滤波电感Lo=40uH,输出滤波电容Co=30uF,谐振电感Lr=1uH,开关频率f=100kHz，负载电阻R=5.1Ω，算得：

Gvd(s)=

278.6

(4-35)

1.2×10−9s2+3.23×10−5s+1.16

使用Matlab软件绘制出Gvd(s)的波特图，如图4-10。得到其低频段增益为

47.6dB，穿越频率为76.7kHz，相位裕量为3°。

图4-10变换器开环传递函数的bode图

在确定补偿环节前，先确定系统的原始闭环传递函数， Gm(s)=1/Vm=1/5，

H(s)=4/160=1/40。Vm即为PWM锯齿波的峰值5V，H(s)即为输出电压采样的电阻分压比。有：

Go(s)=Gm(s)Gvd(s)H(s)=

1

Gvd(s) (4-36) 200

从上式中（式4-36）可以得到，在引入输出电压采样环节和PWM开关环节，相当于在Gvd(s)上引入一个比例缩小环节，这势必会降低开环增益和带宽。使用

Matlab画出原始闭环传递函数Go(s)的bode图，如图4-11所示。

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图4-11 原始闭环传递函数Go(s)的bode图

得到其低频增益为1.59dB，穿越频率6.14kHz，相位裕量为63°。

而对于一个理想的bode图，应该满足：足够的相位裕量、宽的带宽和高增益。

能高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间，当系统相位裕量超过45°时，使系统具有好的动态响应、短的调节时间和最小的过冲；宽的带宽（单位增益时频率，即穿越频率）能够让系统快速的响应负载的突变，最大的穿越频率主要受限于变换器的开关频率。系统的穿越频率必须小于开关频率的一半，设计时为了留有一定的裕量，一般不大于0.2倍的开关频率；高的增益能够保证好的线性和负载调整率。通常，在相位裕量和增益是矛盾的，它们之间需要作一个平衡。

对比几种常用的补偿环节（超前补偿、滞后补偿和超前滞后补偿），本文采用

滞后补偿，及常用的PI补偿。图4-12即为使用运算放大器构造的PI补偿环节。

R2CVop

VfR1Vref图4-12使用运算放大器构造的PI补偿环节

传递函数有

GC(s)=

R2R2Cs+1

⋅ (4-37) R1R2Cs

为了提高系统的相位裕量，首先考虑用Gc(s)的零点去抵消开关变换器传递函数的一个极点。那么可以有：

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1=R2C

1LOCO (4-38)

得R2C=0.35×10，

R20.488×10−4s+1.393

G(s)=GC(S)GO(S)=⋅ (4-39)

R10.42×10−13s3+1.13×10−9s2+0.406×10−4s

−4

取G(s)的相位裕量为45°，算得R2/R1≈0.55。可取C=1nF，R2=35kΩ，

R1=kΩ。

使用Matlab画出G(s)的bode图，如图4-13，其中穿越频率为5kHz，相位裕量为46°。

图4-13 传递函数G(s)的bode图

4.3 本章小结

本章详细介绍了控制芯片UCC25的功能及外围元件的设计与选择，分析了采样电路和保护电路的功能与参数计算，给出了移相全桥ZVS DC/DC变换器的小信号模型，并根据要求对其进行补偿，提出了PI控制方法。最后使用MATLAB软件验证了补偿的正确性。

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第5章 实验结果及分析

针对以上设计，本文制作了一款5kW的样机。并对其进行了相关的测试。本章即对测试的结果进行分析。

5.1 测试设备说明

测试所用的主要设备如表5-1所示。三相可编程交流电源最大输入功率

12kW，满足本变换器功率等级的要求；示波器的采样率为1GHz，满足本变换器死区等细节波形的捕捉；电压探头与电流探头的量程与带宽亦满足要求。负载在小于2.5kW时使用可编程直流负载，在大于2.5kW时使用电阻箱。变换器关键点温度监测和测量使用8路温度巡检仪。

表5-1 实验用仪器及其说明

主要设备

型号

备注说明

电压范围：0~150V/300V

三相可编程交流电源

Chroma 61705

频率范围：15Hz~1200Hz 输出功率：12kW

示波器

Agilent DSO7104A

采样率：1GHz 存储器：4GSa/S 带宽：500MHz

电压探头1

Agilent 10073C

衰减率：10倍 最大测量电压：500V 带宽：200MHz

电压探头2

Tektronix P5120

衰减率：20倍 最大测量电压：1000V

电流探头 可编程直流电子负载

LCR测试仪

YOKOGWA 701930 Chroma 63202 FLUKE PM6304

带宽：50MHz 测量范围：0-150A 最大功率：2.6kW 频率范围：50Hz~100kHz 基本精度：0.1% 测温范围：-50~300℃

多路温度巡检仪

JK-8

精度：0.1℃ 带电测量范围：800V

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5.2测试波形及其分析

5.2.1驱动波形及其分析

图5-1 四路驱动电压波形

如图5-1所示，由于此时只控制电路上电，输出电压为零，所以UCC25的移相角度为180度（图5-1(a)中Q1和Q4）。此时同一桥臂的驱动电压死区时间为

150ns左右（见图5-1(b)）。Q1和Q3为滞后臂驱动信号，Q2和Q4为超前臂驱动信号。

图5-2 有源箝位驱动延时波形

图5-2为有源箝位驱动延时波形，Q1即为UCC25输出驱动波形，VRC_C为进过RC延时网络时电容C上的电压波形，VAND为与门输出波形。可以看到CMOS与门在逻辑高电平大约在8V左右，延时时间∆≈1us。正如第三章所述，该延时时间满足如下关系：

∆+

1−Deff

2

≥T⋅Dloss=1us (5-1)

所以此时延时满足要求。

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5.2.2 主电路测试波形及分析

图5-3 桥中点电压波形和原边电流波形

图5-3为桥中点电压波形和原边电流波形。原边电流Ip与第2章2.2中的波形差异较大，主要原因是本电路中加入箝位电路。正如第2章对箝位电路的分析，原边电流波形的斜率等于箝位电容电流斜率与输出滤波电感电流斜率相加。而在桥中点电压UAB=0时，箝位MOSFET关掉，使得给负载供电的箝位电容电流变为零，由于输出滤波电感值很大，电流不能突变，所以原边电流此时必须提供一个电流以替补箝位电容的电流，即出现了图5-3中的关断时电流出现台阶的现象。该现象在第3章中亦有叙述。

图5-4 原边电流波形与Q4驱动电压波形

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图5-5 原边电流波形与Q4的漏源极电压

从图5-4和图5-5中可以看出，采用母排连接的方式可以有效的降低走线电感，从而使得功率开关管的电压应用得到有效的减小，提高了可靠性。

图5-6 Q3驱动电压波形和漏源极电压波形

从图5-6可以看出，在满载时滞后臂已经实现了ZVS软开关。由于使用的示波器内部为共地的，所以测量时容易引入干扰，此时以驱动端源极为基准点。

图5-7 输出电压纹波（交流耦合）

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图 5-8 箝位电压波形

图5-7为输出电压纹波，图5-8为整流后箝位电压波形。可以看到，测试结果和理论分析一致。

5.3 变换器结构设计

由于变换器电流等级比较大，所以采用母排作为主电路之间的连接。本文采主要的结构图如图5-9中所示，图5-10用Solidworks软件对变换器结构进行设计。为图5-9的爆炸图。图5-11为实际制作的变换器。

图5-9 变换器的3D结构图

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功率MOSFET

输入整流侧直流母线电容组

控制电路及滤波部分

三相整流桥

整流桥

隔直电容

输出滤波电感（平面）

图5-10 变换器3D结构的爆炸图

平面 变压器

图5-11 变换器的实物照片

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如图5-11所示，实际使用中，没有使用电解电容。由于变换器的频率比较高，电容均选用6.8uF金属薄膜电容进行并联，这样可以有效的减低变换器的高度和体积。变换器的主体部分（除散热片）的长为230mm，宽为190mm，高为105mm。

5.4 本章小结

本章主要介绍了实验测试设备，并对其具体参数进行了说明。还给出了变换器主要点的测试波形，并和前面分析部分做了比较，验证了之前设计的正确性。最后给出了变换器的结构设计。

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结 论

本文主要分析了移相全桥ZVS DC/DC变换器的原理，就关键问题展开了讨论文主要进行了以下的工作：

论，并给出了解决和改善的方法。最后完成了原理样机的制作。

1）对移相全桥ZVS DC/DC变换器进行了模态分析，分析了占空比丢失、滞后臂软开关难以实现、变压器副边整流二极管振荡等关键问题，并根据实际情况，在占空比丢失和滞后臂软开关实现做了折中设计。针对整流二极管振荡问题提出并设计采用了有源箝位的方法，并分析了其基本原理和对变换器的影响，给出了参数计算和工程选择方法。

2）根据技术指标，通过详细的计算，完成了器件的选型、变压器的制作、谐损耗的分析。振电感感量和隔直电容容值的确定、输出LC滤波电路数值的确定、最后使用Saber软件给出了开环的仿真，验证了以上各计算的正确性，为实际制作提供了理论保证。

3）对变换器的控制环路进行设计。介绍了UCC25控制芯片的相关功能和外围元件设置。给出了采样与保护电路的设计。最后推导了变换器小信号模型，并在此基础上进行了PI补偿，为原理样机提供了理论支撑。

4）完成了一台5kW的样机，给出了原理样机的测试波形，并和理论分析作比较，得到了较为满意的结果。

本文下一步要研究的内容：

1）对原理样机进行温度测试，以提高其稳定性。

对有源箝位电路进行进一步的理论分析，并给箝位电容和箝位开关管的选2）

型提供更有力的支持。

3）考虑采用交错并联的方式，进一步考虑提高变换器的功率密度。

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攻读硕士学位期间发表的论文及其它成果

（一）发表的学术论文

[1] 刘鑫，张相军，徐殿国. 全桥零电压开关PWM变换器中有源箝位电路的设计.中国电工技术学会电力电子学会第十二届学术年会.2010. （二）申请及已获得的专利

[1] 徐殿国，高强，何崇飞，赵璋，刘鑫. 串联晶闸管阀组宽频率低压侧触发控制装置：中国，专利号：ZL 2009 2 0272429.0.授权时间：2010-11-17.

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哈尔滨工业大学硕士学位论文

哈尔滨工业大学学位论文原创性声明及使用授权说明

学位论文原创性声明

本人郑重声明：此处所提交的学位论文《5kW移相全桥ZVS DC/DC变换器的研究》，是本人在导师指导下，在哈尔滨工业大学攻读学位期间进行研究工作所取得的成果。据本人所知，论文中除已注明部分外不包含他人已发表或撰写过的研究成果。对本文的研究工作做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式注明。本声明的法律结果将完全由本人承担。

作者签名： 日期： 年 月 日

学位论文使用授权说明

本人完全了解哈尔滨工业大学关于保存、使用学位论文的规定，即： （1）已获学位的研究生必须按学校规定提交学位论文；（2）学校可以采用影印、缩印或其他复制手段保存研究生上交的学位论文；（3）为教学和科研目的，学校可以将学位论文作为资料在图书馆及校园网上提供目录检索与阅览服务；（4）根据相关要求，向国家图书馆报送学位论文。

保密论文在解密后遵守此规定。

本人保证遵守上述规定。

作者签名： 日期： 年 月 日

导师签名： 日期： 年 月 日

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哈尔滨工业大学硕士学位论文

致 谢

感谢我的导师马洪飞副教授对本人的精心指导。

感谢实验室的张相军老师，是您带领我进入了项目研究，帮助我开启了电力

电子变换器领域的大门，是您为我提供了良好的学习和科研环境。您平易近人的性格，严谨的治学态度，求实的科研作风，都给我留下了深刻的印象，也是我以后做人做事的榜样。郑重的向张相军老师表示感谢。

感谢课题组徐殿国教授，是您的信任让我有了进入大功率DC/DC变换器领

域的机会，同时也是您的苦心经营，才有了哈工大电力电子传动研究所的今天。非常地感谢您。相信在您的带领下，哈工大电力电子传动研究所会有更美好的明天。

感谢我的本科毕业设计导师郭珂老师，是您给了我在本科进入实验室锻炼的感谢照明实验室的王议锋博士和王懿杰博士。每次在我科研出现困难时，都

机会，借这个机会再次衷心地感谢你。

是你们，给了我合理的建议和最有力的帮助，能作为你们的师弟，我感到万分的荣幸。

感谢照明实验室已经毕业的段建华师兄、程广欣师兄和杨潮晖师兄，你们也

曾经给予过我很大的帮助。同时也要感谢照明实验室的常玮、陈鹏飞、佟德军、王斌泽、朱辉和孙希艳，感谢你们曾经带给的欢笑与帮助。

感谢研究所的杨华老师、高强老师、王高林老师、陈伟博士、刘鸿鹏博士、感谢我的室友彭喜云、何晔和汪洋威在硕士期间对我的照顾和包容，感谢毛

张学广博士，感谢你们慷慨地借给我实验仪器和设备。

志强、董帅、林建伟、王新库、佟雷、李世明、殷冠贤、薛仁魁、张子敬、李巍、袁丽丽以及其他同班的和电机方向的同学们，感谢你们给予过我的帮助，祝你们工作顺利，实现人生价值的同时为祖国的发展作更大的贡献。

最后感谢我的父母和弟弟，我今天所获得的一切，都是你们在背后默默的支

持与理解我，你们也是我前进的不竭动力，谢谢你们。

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5kW移相全桥ZVS DC/DC变换器的研究

作者：

学位授予单位：

刘鑫

哈尔滨工业大学

本文链接：http://d.g.wanfangdata.com.cn/Thesis_D263404.aspx