基于高精度测距的APD接收电路设计
相位式测距是通过测量连续的幅度调制信号在待测距离上往返传播所产生的相位延迟，间接地测定信号传播时间，从而得到被测距离的。这种方法测量精度高，通常在毫米量级。
2.1相位式激光测距技术
2.1.1基本原理
相位式激光测距的基本原理框图如图所示：
相位法激光测距基本原理图
它由激光发射系统、角反射器、接收系统、综合频率系统、混频鉴相系统和计数显示系统等组成。角反射器是一种三个反射面之间互成90°的光学棱镜，90°角要求有误差小于± 2 ''的加工精度；它可以把射来的光线按原方向反射回去，即一个入射光射入后，不论入
射角如何，经角反射器棱镜反射后的光线与入射光线平行。
相位法激光测距技术就是利用发射的调制光和被目标反射的接收光之间光波的相位差所包含的距离信息来实现对被测目标距离量的测量。由于采用调制和差频测相技术，具有测量精度高的优点，广泛应用于有合作目标的精密测距场合。
基本原理如下：
相位式激光测距调制波形图
设调制频率为f，幅度调制波形如图 2.2 所示，波长为
式中c是光速，λ是调制波形的波长。由图可知，光波从A点传到B点的相移φ可表示为
式中，m 是零或正整数，Δm 是个小数，
A,B 两点之间的距离 L 为
式中，t 表示光由A点传到B点所需时间。
给出(2-3)式时已利用了(2-1)式和(2-2)式。由(2-3)式可知，如果测得光波相移φ中2π的整数 m 和小数Δm ，就可由(2-3)式确定出被测距离 L，所以调制光波被认为是相位式激光测距仪测量距离的一把度量标准，可以形象的称之为“光尺”。不过，用一台测距仪直接测量A和B两点光波传播的相移是非常困难的，因此采用在B点设置一个反射器(即所谓合作目标)，使从测距仪发出的光波经反射器反射再返回测距仪，然后由测距仪的测相系
统对光波往返一次的相位变化进行测量。图 2.3示意地表示光波在距离 L 上往返一次后的相位变化。
光波往返一次后的相位变化图
为分析方便，假设测距仪的接收系统置 A'，(实际上测距仪的发射和接收系统都是在A点)，并且AB = BA'，A A' = 2L，如图 2.3 所示，则有
或
式中，m是零或正整数，Δm是小数。这时，Ls表示相应于半个调制周期内光波的传输距离，称之为测距仪的“电尺长度”。
如果被测距离的概略值已经精确到电尺长度以内，即已经知道m的具体数值，则被测距离的精确值就要根据Δm 也就是Δφ来确定。然而实际上经常是不知道被测距离的概略值，而只根据一个调制频率又无法确定整周期数m，因而不能唯一地确定被测距离。这个问题称为测距仪的多值性。由于相位测相技术只能测量出不足2π的相位尾数Δφ，即只能确定小数Δm=Δφ/2π，而不能确定出相位的整周期数m，因此，当距离上大于Ls时，仅用一把“光尺”是无法测定距离的。因此采用单一频率测距时，由于只能在一个电尺长度内测量，测距范围为Ls。
图2.4光波经2L后的相位变化
当距离L < λ/2时，即m = 0时，可确定距离L为
由此可知，如果被测距离较长，可降低调制频率，使得Ls > L即可确定距离L。但是
由于测相系统存在的测相误差，使得所选用的Ls愈大时测距误差愈大。例如，如果测相系统的测相误差为1‰，则当测尺长度Ls = 10m时，会引起lcm 的距离误差，而当Ls = 1000m时，所引起的误差就可达lm。所以，既能测长距离又要有较高的测距精度，解决的办法就是同时使用Ls不同的几把“光尺”。例如要测量584.76m 的距离时，选用测尺长度Ls为1000m 的调制光作为“粗尺”，而选用测尺长度Ls为10m的调制光作为“细尺”。假设测相系统的测相精度为1‰，则用Ls1可测得不足1000m的尾数584m，用Ls2可测得不足10m的尾数4.76m，将两者结合起来就可以得到 584.76m。
这样，用一组(两个或两个以上)测尺一起对距离L进行测量，就解决了测距仪高精度和长测程的矛盾，其中最短的测尺保证了必要的测距精度，最长的测尺则保证了测距仪的测程。
3.2激光发射部分
激光发射部分，包括激光调制信号（4MHz和40MHz两路信号）的产生、激光信号的产生和调制发射部分三个模块。
3.2.1激光调制信号的产生
发射部分最重要的是激光调制信号产生模块即电路中各个频率的产生模块，其中最主要部分包括锁相环的设计和基于 CPLD和VHDL语言的分频器的设计。
由总体框图可知，本系统中除了光频信号外，电路中一共出现五个不同频率的信号，即：主振1：fs1=40MHz，主振2fs2 =4MHz，本振1：ft1 =40.01MHz，本振2：ft2=4.01MHz和10KHz的混频输出信号，除了最后一个混频输出信号外，其他四个频率
的信号都将在这个模块当中产生。
其中，
主振1（fs1）：由40MHz的有源晶振直接产生，这是整个系统频率产生的源，由系统框图可以看到，这个信号有四个功能：
1)作为激光调制信号，用这个信号去调制激光器，产生40MHz的发射信号；
2)通过分频产生4MHz的主振2（fs2）信号；
3)通过分频提供给锁相环参考信号，从而获得本振1(ft1)信号；
4)给混频器2一个输入信号，与本振1混频后获得发射信号的相位信息，给测相器提供一个开门信号，开始记录相位差信号。
主振2（fs2）：由CPLD对主振1（fs1）信号10分频直接产生。由系统框图可以看到，这个信号的功能为：
1)作为激光调制信号，用这个信号去调制激光器，产生4MHz的发射信号；
2)通过分频提供给锁相环参考信号，从而获得本振2(ft2)信号；
3)给混频器3一个输入信号，与本振2混频后获得发射信号的相位信息，给测相器提供一个开门信号，开始记录相位差信号。
本振1(ft1)：由锁相环产生。由系统框图可以看到，这个信号的功能为：
1)给混频器2提供一个输入信号，与主振1混频后获得发射信号的相位信息，给测相器提供一个开门信号，开始记录相位差信号；
2)给混频器1提供一个输入信号，与回波的40MHz信号混频后获得回波信号的相位信息，给测相器提供测距相位信息。
本振2(ft2)：由锁相环产生。由系统框图可以看到，这个信号的功能为：
1)给混频器3提供一个输入信号，与主振2混频后获得发射信号的相位信息，给测相器提供一个开门信号，开始记录相位差信号；
2)给混频器4提供一个输入信号，与回波的4MHz信号混频后获得回波信号的相位信息，给测相器提供测距相位信息。
3.2.1.1锁相环（PLL）的设计
锁相环路是一个相位的负反馈控制系统。在电子线路系统设计中，锁相环有很广的用途。本系统用锁相环系统产生所需频率的信号，即40.01MHz和4.01MHz的本地振荡信号。
本设计中，锁相环路的功能组成框图如图3.3示。锁相环路由压控振荡器（VCO）、环路滤波器、鉴相器、整形器、分频器和源振荡器组成。
图3.3锁相环系统框图
40.01MHz本地振荡信号的产生电路原理图如下：
图3.4 40.01MHz本地振荡信号产生电路图
MC4044鉴相器原理
MC4044是数字鉴相器芯片，内部由三部分组成:鉴相器(Phase Frequency Detector),电荷泵(Charge Pump),运算放大器(Amplifier)。如图 3.5 所示。
图3.5 MC4044的内部功能结构图
芯片中鉴相器2是一块标志鉴相结果模块，在本系统中没有使用。鉴相器1时序图为图3.6所示
图3.6鉴相器1的时序图
锁相环路的工作过程是一个动态的反馈过程。如上面的原理和电路系统图所讲，有源晶振产生的40MHz标准信号经过4000分频得到10KHz信号,送给MC4044（ST002）作参考信号，而压控振荡器产生的信号经过4001分频送给MC4044，作鉴相器的另一个输入信号。如果锁相环处于失锁状态，即锁相环不能自动的使 MC4044的两输入信号同频同相，也就是MC4044的输出电压不能调节变容二极管的电容使压控振荡器振荡在合适的频率。此时需要手动调节压控振荡器中的中周，即调节回路电感，使锁相环离开失锁状态，进入捕获状态。当进入捕获状态后，MC4044（ST002）通过两个输入信号的相位差产生电压误差信号，这个电压误差信号经过低通滤波器后去控制变容二极管的电容，进而控制振荡器的频率和相位，使鉴相器的相位误差变的更小。这个过程不断循环反复，最终
达到锁定状态，即压控振荡器的输出信号经4001分频后能与有源晶振输出信号经4000分频后的信号同频同相，鉴相器的输出相差为0，即输出引脚（U1、D1）都为高电平，输出的电压误差信号为一定值，变容二极管的电容为一稳定值，压控振荡器的输出为频率和相位都稳定的信号。这个过程可以用图 3.7 来表示。
图3.7锁相过程示意图
3.2.1.2基于CPLD和VHDL语言的分频器的设计
CPLD是复杂的可编程阵列，专指那些集成规模大于1000门以上的可编程逻辑器件。CPLD是现代微电子技术发展的技术成果，用CPLD能大大的减小数字逻辑电路带来的需要芯片多，制板麻烦的困难，能把很多数字电路的功能缩小到一个小小的芯片内，而且随着电子技术的发展，速度也能达到设计要求。在本系统的设计中，要用到分频数为几千的分频器，采用数字芯片设计是很困难的事情，所以采用的Altera公司的MAX70芯片设计分频器。
使用VHDL硬件描述语言对MAX70芯片进行程序设计，一个完整的VHDL程序设计由以下几个部分组成：库，程序包，实体，结构体，配置。
库(LIBRARY)：用以存储预先完成的程序包和数据的集合体；
程序包(PACKAGE)：声明在设计或实体中将用到的常数、数据类型、元件及子程序等；
实体(ENTITY)：声明到其他实体或其他设计的接口，即定义本设计的输入/输出端口；
结构体(ARCHITECTURE)：定义实体的实现，即电路的具体描述。在结构体内部，如
果有时序设计，常用到进程处理结构，即PROCESS( )结构，在此结构中的语句具有顺序执行功能，为时序逻辑提供了方便。而在此结构外部的语句则是并行运行，能很方便的实现组合逻辑。在本系统设计中，分频器的设计用到进程结构，即PROCESS( )结构；
配置(CONFIGURATION)：为实体选定某个特定的结构体，当实体中只有一个结构体时，默认配置为这个结构体配置。
在QUARTUS Ⅱ环境下，对MAX70编写硬件描述语言。
如图3.8所示，MAX70的设计过程包括以下几步：
图3.8QUARTUS环境下的开发流程
在本激光测距系统中，需要五个分频器：
(1)40MHz十分频，产生4MHz的信号源，因为要用4MHz的信号去分频和作为主振信号去驱动激光器，所以4MHz信号必须占空比为1:1，而不同于传统的十进制计数器型的分频，即占空比为 9:1；
(2)40MHz经4000分频产生10KHz信号送到鉴相器1；
(3)40.01MHz的压控振荡器产生的本振信号经4001分频产生10KHz信号送到鉴相器1；
(4)4MHz经400分频产生10KHz信号送到鉴相器2；
(5)4.01MHz的压控振荡器产生的本振信号经401分频产生10KHz信号送到鉴相器2；
对(2)、(3)、(4)、(5)的分频器，如果采用计数型分频器(占空比不为1：1)，则可能会出现鉴相器捕捉不到信号边沿的情况，所以在设计中，统一采用占空比为1：1((3)、(5)的约为1：1)的设计。
3.2.2调制发射部分
驱动电路的输入信号是40MHz和4MHz两个频率的信号的直接相加所得的和信号。
电路原理图如下：
图3.10 调制发射模块电路图
综合以上，发射部分电路原理图如下图3.11所示
图3.11发射部分总电路图
测相原理就是对一定数目的测相脉冲进行积分，根据积分电平值来测算精测值。
图5-3表示CPLD中测相脉冲的产生时序。把15M的参考信号与测距信号同时输入CPLD，如图5-3，产生两者对应的上升沿之间为1，其余地方为零的脉冲，就是测相脉冲。这在CPLD中是比较容易实现的。显然，测相脉冲的占空比代表了测距信号与参考信号的相位差。然后，CPLD输出10个测相脉冲送入积分电路进行积分，由电路基础知识可以知道，若放电常数远大于脉冲周期，则对脉冲的理想积分图像如图5-4所示。
故易见，测相脉冲的占空比越高，即测距信号与参考信号相位差越大，积分电平越高，相位差为2时电平最高。设将最高电平量为Vmax，将其分配到2的相位差中，则单位弧度对应的电平值为:
设充电完毕的时间为。在时间处，也就是开始采样时间处，立即用A/D对电平值进行采样。采得的电平值的精确度直接关系着或者说决定着系统的测距精度，所以说非常关键。由于A/D的采样时间比起时间常数要小得多，所以可以对电平值多次采样以提高精度。采10次求平均，即得精测采样电平值。设采得的电平值为V，则由式(5-2)可知，此时的精测相位差应为:
数据衔接
测得粗测值和精测值即可得到最终的测距值。数据衔接是这样的:粗测填充用的脉冲频率为15M，由式(1.4)可得每计一个脉冲代表10m的距离。设计数值为n，由式(5-3)精测相位差为
精测用频率也为15M，测尺为10m，最终的距离值D为
内光为参考光，外光为接收光
APD接收电路
光电接收电路由 雪崩光电二极管APD、RC 滤波网络、LC 带通滤波器、两级放大和一个滞回比较器组成。反射回来的测距光波被光学接收系统接收，并会聚到APD。在测距光波的照射下，APD上产生了光电流，该光电流的大小随测距光波而变化，因此在负载上得到了与测距光波频率变化规律相同的电压信号。APD雪崩光电二极管采用负偏压工作方式，一端接地，一端接由 APD 高压偏置电路输出的反向高压；RC 滤波网络的主要作用是滤除调制信号的高频分量，以及压缩系统噪声带宽，从而抑制光电系统噪声，提高检测灵敏度；LC 带通滤波器是一个窄带滤波器，其主要作用是让中心频率为 15MHz的一定带宽的信号频带通过，而带宽以外的信号则被滤掉。放大电路由5U1(SA5211)和运放 TL072 构成，滞回比较器由运放 TL072 组成，作用是将放大后的接收信号转换成标准的连续脉冲信号
本系统APD采用日本滨松公司生产S2381，其重要的参数特性如下
光谱响应范围:400-1100nm;
光灵敏度:0.5A/W（800nm）;
暗电流:典型值为0.05nA，最大值为0.5nA;
击穿电压:典型值为150V，最大值为200V;
截止频率:1000MHz;
温度系数:0.65V/℃;
结电容:1.5pF;
过剩噪声:0.3（800nm）;
增益:100（800nm）。